【導讀】噪聲敏感器件的功耗不斷提高。醫療超聲成像系統、5G收發器和自動測試設備(ATE)等應用需要在面積較小的PCB上實現高輸出電流（＞5 A）、低噪聲水平和高帶寬。由于對輸出電流的需求較高，以前使用的傳統雙級（降壓+低壓差(LDO)穩壓器）解決方案需要的PCB面積較大，導致功耗較高，因此不太受歡迎。
問題
能否進一步降低超低噪聲μModule?穩壓器的輸出開關噪聲？
回答
使用二階輸出濾波器可將超低噪聲μModule穩壓器的輸出噪聲降低90%以上。選擇電容和電感元件時必須謹慎，以確保控制回路能夠快速且穩定地運作。這種設計對于無線和射頻應用特別有益，因為快速瞬態響應可有效縮短系統消隱時間并提升信號處理效率。此方法的噪聲水平與LDO相當，效率堪比開關穩壓器。
簡介
噪聲敏感器件的功耗不斷提高。醫療超聲成像系統、5G收發器和自動測試設備(ATE)等應用需要在面積較小的PCB上實現高輸出電流（＞5 A）、低噪聲水平和高帶寬。由于對輸出電流的需求較高，以前使用的傳統雙級（降壓+低壓差(LDO)穩壓器）解決方案需要的PCB面積較大，導致功耗較高，因此不太受歡迎。
LTM4702超低噪聲μModule穩壓器采用ADI公司專有的Silent Switcher?技術，兼具超快瞬態響應和超低噪聲特性。得益于此，該器件的效率可與同步開關穩壓器相媲美，是大電流和噪聲敏感型應用的理想選擇。在許多應用中，該解決方案可以省去LDO電路，從而節省約60%的LDO成本、至少4 W的LDO功耗以及2 cm2以上的LDO PCB空間（包括間隙）。
眾所周知，對于某些要求開關頻率紋波非常小的應用，二階LC濾波器可以降低輸出電壓的開關頻率諧波。然而，若是既要盡量減小開關紋波，又要維持控制環路穩定和其高帶寬，僅依靠這種方法是不可行的，未經優化的LC濾波器會使控制環路變得不穩定，導致輸出振蕩。本文先分析了二階LC濾波器的簡化環路，然后提出了用于指導電容分配和電感計算的直觀設計方法，最后通過LTM4702設計示例驗證了所提出的設計方法。
圖1.電流模式降壓穩壓器以及二階LC及其典型波特圖
二階LC輸出濾波器設計的環路分析
在電流模式降壓穩壓器中，輸出阻抗是控制對象。圖1為二階LC的電路及其典型波特圖。為了在有負載時仍能準確調節直流電壓，需要檢測VOUT遠端節點B。
從VOUT到iLO的轉換函數為：
從轉換函數（公式1）可知，二階LC濾波器會引入頻率為諧振頻率的雙極點。
從圖1中的典型波特圖可以看出，在諧振頻率處存在陡峭的90°相位延遲。為確保穩定性，諧振頻率應比控制環路帶寬高4到5倍，這是為了避免可能導致不穩定的90°相位延遲。此外，為使開關頻率紋波衰減到足夠低的水平，此諧振頻率應設置為開關頻率的1/5到1/4，以便LC濾波器能夠提供足夠的濾波效果。開關頻率下的衰減增益和控制環路帶寬之間存在此消彼長的關系。但這種方法有助于選擇諧振頻率，并確定合適的LC值。
為了保持相似的負載瞬態性能，添加LC濾波器前后的輸出阻抗應該保持一致。換句話說，無論有沒有LC濾波器，輸出電容都應該大致相同。根據以往的經驗，圖1中C2的電容值可以與未使用LC時相似，而C1可以使用小得多的電容，以便C1可以主導諧振頻率位置。由于C1遠小于C2，公式2可以簡化為公式3：
建議C1至少為C2值的十分之一。選定C1之后，就可以使用公式3中的諧振頻率計算出Lf值。通過檢查實際元件的可用性，可以確定合適的C1和Lf值。
元件選擇注意事項
在有效二階LC濾波器設計中，電容和電感元件的選擇至關重要。二階LC濾波器需要在開關頻率下提供足夠大的衰減。超低噪聲μModule穩壓器的開關頻率較高，約為1 MHz至3 MHz，因此二階LC中的電感和電容需具備良好的高頻特性。C2的選擇要求與沒有LC的設計類似，因此這里不作討論。C1和Lf的選擇標準如下。
?C1電容的選擇標準。
1.C1的自諧振頻率必須高于開關頻率。開關頻率下C1的阻抗是二階LC設計的關鍵。建議使用陶瓷電容，其自諧振頻率可參考其阻抗與頻率的關系曲線來確定。通常，典型的0603或0805尺寸陶瓷電容是理想選擇，其自諧振頻率必須在3 MHz以上。
2.為了承受所需電流，RMS電流額定值應足夠高。假設所有交流紋波都經過C1，那么陶瓷電容應能處理較大的RMS紋波電流。可參考陶瓷電容的溫升與電流的關系曲線來確定其電流能力。根據經驗來看，對于0603尺寸的電容器，約4 A rms是個不錯的選擇。
?Lf電感的選擇標準
1.對于8A以下的輸出電流，建議使用鐵氧體磁珠，因為它具有良好的高頻特性且尺寸緊湊。鐵氧體磁珠也有助于抑制極高頻率的尖峰1。對于8 A以上的輸出電流，或者需要較大電感，可能很難找到合適的鐵氧體磁珠，因此建議使用傳統的屏蔽電感。
2.選擇RMS電流額定值足夠大的鐵氧體磁珠/電感，例如，對于8 A以下的輸出電流，選擇RMS電流額定值為8 A的電感。建議所選器件的電感值小于μModule器件電感值的10%。
超低噪聲μModule設計示例
圖2為LTM4702的設計示例。該方案兼具超低電磁干擾(EMI)輻射和超低有效值噪聲特性，開關頻率可在300 kHz至3 MHz范圍內調節。在設計示例中，開關頻率設置為2 MHz，以優化12 VIN至1 VOUT應用的噪聲性能。根據所提出的LC濾波器設計方法，二階LC的諧振頻率設置為400 kHz至500 kHz，是開關頻率的1/5至1/4。
圖2.LTM4702示例電路和電路板照片
目標控制環路帶寬為100 kHz，LC諧振頻率是其4到5倍；C1使用兩個0603 4.7 μF電容；鐵氧體磁珠BLE18PS080SH1用作Lf，其尺寸為0603，如圖2所示；C2仍使用兩個1206 100 μF陶瓷電容；諧振頻率為424 kHz。
噪聲測量對比如圖3所示。在2 MHz開關頻率下，無LC的輸出開關紋波為234 μV，添加0603鐵氧體磁珠后大幅降低至15 μV。
圖3.無LC的開關噪聲(234 μV)與有LC的開關噪聲(15 μV)
為盡可能降低噪聲而添加的二階LC濾波器，能夠將控制環路帶寬維持在100 kHz，并保持快速瞬態響應，恢復時間小于10 μs。這些結果可以通過對比有無LC濾波器的實驗評估來確認。由于恢復時間在10 μs內，消隱時間可以忽略不計，這對于無線和射頻應用是非常不錯的表現。ADI公司的LTM4702幫助系統設計開發者解決了負載瞬態消隱時間挑戰，避免了信號處理效率低下的問題。
圖4的負載瞬態波形驗證了添加二階LC濾波器后，設計具有快速瞬態響應，并且恢復時間在10 μs內，與沒有此濾波器的設計示例相比也毫不遜色。
圖4.負載瞬態結果：無LC與有LC（恢復時間在10 μs內）
結論
如何在支持大電流應用的同時盡量減少噪聲，并確保高效率和穩定性，是一項棘手難題。添加二階LC濾波器可以顯著降低噪聲，但如果優化不當，可能會導致電路不穩定。為了在不影響穩定性的前提下盡可能地降低噪聲，應使用優化的二階LC濾波器。基于開關頻率、控制環路帶寬和諧振頻率精心選擇所需的電感和電容元件，可以有效降低開關噪聲，同時保持快速瞬態響應和高帶寬特性。
參考文獻
1 Jim Williams.“AN101：盡可能地減少線性穩壓器輸出中的開關穩壓器殘留物”。凌力爾特，2005年7月。
（來源：ADI公司，作者：George (Zhijun) Qian，高級模擬設計工程經理，Jennifer Florence Joseph Benedicto，高級設計評估工程師）
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