【導讀】為了解決汽車應用中日益提高的電流需求和快速瞬變所帶來的挑戰，ADI專門設計了耦合電感，并獲得了專利。理想情況下，為了獲得高效率，需要較大電感值和較小電流紋波，但為了實現快速瞬變，又需要較小電感值。耦合電感利用出色的耦合機制，使其在穩態下表現為一個大電感，從而有效地降低電流紋波。
問題
隨著電流擺率和效率要求不斷提高，ADI專利耦合電感如何增強汽車應用中多相穩壓器的性能？
回答
為了解決汽車應用中日益提高的電流需求和快速瞬變所帶來的挑戰，ADI專門設計了耦合電感，并獲得了專利。理想情況下，為了獲得高效率，需要較大電感值和較小電流紋波，但為了實現快速瞬變，又需要較小電感值。耦合電感利用出色的耦合機制，使其在穩態下表現為一個大電感，從而有效地降低電流紋波。同時，耦合電感在瞬態事件中的電感值較小，且導通較快。這有便于縮小應用尺寸，同時保持高效率，這對于支持1 V以下的負載電壓至關重要。此外，其設計有助于加快響應時間，使穩壓器能夠在不影響性能的情況下管理劇烈的瞬態負載。通過優化電感值，這些耦合電感有助于為ADAS和其他大電流應用中的先進半導體工藝實現所需的必要電壓容差、高效率和瞬態規格。
簡介
大電流、低電壓應用經常采用多相降壓轉換器拓撲來降低電壓。這種多相降壓轉換器可以利用傳統的分立電感（DL，如圖1a所示），或利用耦合電感（CL，如圖1b所示）。如果是CL，繞組為磁耦合，具有消除電流紋波的優勢1-6。
汽車ADAS應用面臨的挑戰是，如何將GPU或ASIC供電軌嚴格控制在0.4 V至1 V范圍內，尤其是在快速瞬變條件下。負載瞬態通常會導致所有相位將開關節點VX拉高至VIN，因此每相中的電感電流以一定的擺率（式1）逐漸上升，其中VIN為輸入電壓，Vo為輸出電壓，L為電感值。卸載瞬態通常會導致所有相位拉低至GND，并且電感電流逐漸下降（式2）。已知低輸出電壓值VOUT＜1 V，并假設輸入電壓典型值至少為5 V，比較式1和式2很容易看出，卸載瞬態是主要問題，這是因為使電流逐漸下降的電壓非常小。
圖1.多相降壓轉換器，采用(a)分立電感或(b)耦合電感
簡單的解決辦法是增加COUT中陶瓷輸出電容的數量。然而，這種方法的體積過大、成本過高，有些不切實際。在汽車行業，穩壓器往往配置為以相對較高的頻率（FS，通常超過2 MHz）進行開關。這與云應用或工業應用中的穩壓器形成對比。由于特別的電磁干擾(EMI)要求，汽車環境中需要更高的開關頻率。雖然高頻有助于減小穩壓器中的電感值，但仍然需要進一步改善。
由式3可求出帶DL的常規降壓轉換器各相的電流紋波，其中占空比D = VOUT/VIN，VOUT為輸出電壓，VIN為輸入電壓，L為電感值，FS為開關頻率。
用漏感為LK且互感為LM的CL代替DL，則CL中的電流紋波可表示為式46。品質因數(FOM)表示為式5，其中NPH為耦合相數，ρ為耦合系數（式6），j為運行指數，僅定義占空比的適用區間(式7)。CL的參數有漏感LK和互感L M。
對于特定的CL設計，與采用分立電感L的常規降壓轉換器相比，式4和式5中的FOM含義可以解釋為電流紋波消除所涉及的額外乘數。與具有任意電流紋波和瞬態性能的任何系統相比，業界進一步推廣和擴展了FOM的定義及其含義11。建議使用歸一化瞬態擺率 (期望較高) 與歸一化電流紋波 (期望較低) 的比率 (式8)。對于一些采用分立電感的基準轉換器，瞬態擺率和電流紋波通過相關數字進行歸一化 (因此任何采用DL的系統仍會導致FOM = 1)。SRTR和ΔIL是所選設計或技術在穩態下的瞬態電流擺率和電流紋波，而SRTR_DL和ΔILDL是同樣的參數，但用于基準DL設計。
由于瞬態和穩態下分立電感的電流擺率相同，式8可以簡化為式9。這樣一來就完全避免了實際提及DL設計，但基準測試的思想仍然存在。
請注意，對CL使用廣義FOM定義（式9）將得到式5，因此新定義是向后兼容的，而且還可用于電流紋波和瞬態擺率與DL公式存在顯著差異的技術（例如TLVR9）。
CL設計和考慮因素
應用指標為VIN = 5 V、VOUT = 0.8 V、FS = 2.1 MHz、NPH = 8。開始時，選擇DL = 32 nH來支持快速瞬變，而每個電感占用4.2 mm × 4.2 mm × 4.2 mm。理想情況下，這些電感將用8相耦合電感(CL)代替。然而，h = 4 mm的低高度要求帶來了難題，因為在這種高度限制下，8相耦合電感器會變得過于細長，難以生產，而且還會更容易受到電路板彎曲變形的影響。因此，我們為CL選擇了4相構建模塊，這也使得元件的放置和布局更加靈活。我們的目標是獲得更快的瞬變，并且已知CL值的紋波將小于起始DL值的紋波。因此，我們采用了近期推出的Notch CL (NCL)結構來盡可能減小漏感LK7,8,10。我們設計了NCL0804，LK約為17 nH，OCL = LM + LK = 100 nH，NPH = 4，相位間距為6.9 mm/相，高度h = 4.0 mm（最大值）（圖2）。
圖2.開發的NCL0804-4-R17（h = 4 mm（最大值））
使用FOM圖10可以有效比較不同的設計。任何DL設計都會出現FOM = 1，這是因為在穩態和瞬態下，電流擺率的比例為1:1。給定尺寸下，耦合電感的NCL結構會使LM/LK比率最大化，因此通常能夠產生最高FOM9。FOM比較如圖3所示；在目標輸出電壓附近，我們開發的NCL比DL好約4.4倍。
表1.四相構建模塊不同磁元件方案的比較
電感 | 高度：mm/相對值 | 效率，相對值 | 電流紋波，相對值 | 瞬態，相對值 | 瞬態/紋波相對優勢（公式9）11 |
NCL0804-4 | 最大4.0/1倍 | 正常 | 1倍 | 1倍 | 4.4倍 |
DL = 32 nH | 最大4.4/大1.1倍 | 低 | 大2.35倍 | 慢1.9倍 | 1倍 |
DL = 100 nH | 最大6.4/大1.6倍 | 正常 | 小1.33倍 | 慢5.9倍 | 1倍 |
圖3.相對于輸出電壓VOUT，開發的NCL = 4× 17 nH和理論NCL = 8× 17 nH的FOM與任何DL的FOM相比較
(VIN = 5 V)
相應的電流紋波比較如圖4和表1所示。對電流紋波和瞬態擺率的不同取舍，讓DL值的選擇范圍非常寬，但我們開發的NCL始終有4.4倍的優勢。NCL的電流紋波比DL = 32 nH的紋波小2.35倍，同時NCL的瞬態擺率要快1.88倍。2.35×1.88約等于4.4，與預測的FOM = 4.4相匹配。使用DL = 100 nH也可以降低電流紋波，這使其電流紋波比NCL的電流紋波小1.33倍，但NCL的瞬態擺率會快5.88倍，因此NCL相對于任何DL的優勢仍然是5.88/1.33，即約等于4.4倍（NCL的FOM = 4.4）。
圖4.相對于輸出電壓VOUT，比較開發的NCL = 4 × 17 nH和理論NCL = 8 × 17 nH的電流紋波與DL = 32 nH和DL = 100 nH的電流紋波
觀察圖3中相同NCL的理論FOM，但考慮NPH = 8是否可制造的情況，我們看到NCL相對于DL的性能優勢將從4.4倍擴大到5.8倍，而且在VOUT較低時，相對的優勢差距更大。
展望未來，我們或許應該考慮NCL的不同設計。一種可能性是將相位排成兩排，以保持鐵氧體磁芯的長寬比較低，使其有利于制造。在這種情況下，NCL可以放在PCB的底部，直接位于GPU的陶瓷旁路上方，并且功率級圍繞在NCL的周邊。此方法類似于垂直供電(VPD)布置，有可能會在瞬態和紋波之間取得更好的平衡，也就是可以有效提高瞬態效率。然而，必須注意的是，這樣的改動將會顯著改變現有的設計和布局。未來將取決于客戶的偏好，考慮是否采用這種方法。
實驗結果
圖5.穩壓器四相構建模塊，電感尺寸可為(a) DL = 100 nH（h = 6.4 mm（最大值））和(b) NCL0804-4（h = 4.0 mm（最大值））
用NCL0804-4替代DL = 32 nH電感可以提高效率，如圖6所示。這種改善主要是因為電流紋波大幅降低（圖4），從而導致繞組、功率級和走線中的電流有效值降低。此外這還有助于降低交流損耗，如圖6所示。同時，17 nH/相的NCL（圖5b）在瞬態下的電流擺率要快約1.9倍，反饋環路中的相位裕量一般也會得到改善。降低DL = 100 nH的紋波（圖5a）可重新提高效率（圖6），但這種DL的高度明顯高于允許值（h = 4 mm），同時也比我們開發的NCL慢約5.9倍，并且會大大影響所需輸出電容的數量。正如基于FOM的估計，結果證實了NCL相對于分立電感方法的不同權衡方案具有根本的性能優勢。
圖6.DL = 32 nH (h = 4.4 mm)、DL = 100 nH (h = 6.4 mm)和NCL = 4× 17 nH (h = 4.0 mm)的效率比較：5 V至0.8 V，四相。
結論
綜上所述，我們開發了一種采用NCL結構的新型耦合電感，以優化輸出電壓非常低和負載瞬態指標變化劇烈的應用性能。該CL也是為了適應汽車設計的低高度要求而開發的。選擇NCL結構是為了盡可能地減少泄漏。與常規分立電感方案相比，它的瞬態/紋波性能提高了4倍以上。
若分立電感(DL)方案的效率要與所開發的NCL相同，高度須為后者的1.6倍(DL = 100 nH)。然而，這種替代方案的瞬態速度會低5.9倍，從而嚴重影響輸出電容的尺寸和成本。表1的比較結果凸顯了NCL0804-4在高度、效率、電流紋波和瞬態速度方面的優勢。
參考文獻
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9 Amin Fard、Satya Naidu、Horthense Tamdem和Behzad Vafakhah。 “Trans-inductors Versus Discrete Inductors in Multiphase Voltage Regulators: An Analytical and Experimental Comparative Study”。IEEE應用電源電子會議，2023年3月。
10 Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “Converters with Multiphase Magnetics: TLVR vs CL and the Novel Optimized Structure”。PCIM Europe，2023年5月。
11 Alexandr Ikriannikov和Brad Xiao。“Generalized FOM for Multiphase Converters with Inductors”。2023年IEEE能源轉換大會暨展覽會，2023年10月。
(來源：ADI公司，作者：Jon Wallace，高級總監，Issac Siavashani，首席工程師，Alexandr Ikriannikov，研究員）
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