【導讀】隨著工業4.0、自動駕駛、云計算等技術的飛速發展，其核心動力——系統級芯片（SoC）、FPGA和高端微處理器的集成度與算力持續攀升。這直接導致了供電需求的演變：電壓降至0.8V至1.1V，而單路電流需求卻可輕松突破30A。在為這些核心芯片提供動力的工業、汽車、服務器及通信設備中，電源設計已成為系統穩定與能效的關鍵瓶頸。
為搭載先進系統級芯片(SoC)、FPGA及微處理器的工業、汽車、服務器、電信與數據通信應用提供運行保障
在算力爆炸式增長的今天，先進系統級芯片（SoC）、FPGA及微處理器已成為驅動工業自動化、智能汽車、數據中心與通信基礎設施的核心引擎。然而，這些“大腦”的運轉正面臨著嚴峻的能源挑戰：半導體工藝日益精密，在帶來性能飛躍的同時，也導致了供電需求的復雜化與苛刻化。
現代處理解決方案通常需要一組高度精確的低壓電源網絡來協同工作：例如，低至0.8V的超低電壓用于內核供電，1.1V用于DDR內存，而3.3V/1.8V則用于各類I/O接口。更為關鍵的是，隨著單位面積內晶體管數量激增，芯片的瞬時電流需求可輕松突破數十安培，這對傳統的電源設計方案構成了巨大的壓力。
與此同時，系統的智能化要求與日俱增。通過對電壓、電流、溫度等關鍵參數的實時監測與管理（即遙測技術），可以實現預測性維護與能效優化。為了應對這一趨勢，集成數字接口（如I2C/PMBus）的模擬電源IC應運而生，它們將強大的供電能力與智能管理功能融為一體，為構建下一代高效、可靠的供電系統奠定了堅實基礎。
因此，電源解決方案必須與I2C/PMBus集成，以支持遙測回讀和穩壓器編程，同時實現更大電流能力、更高效率和出色的抗電磁干擾(EMI)性能。擁有高性能且滿足這些要求的多相器件正變得越來越受青睞。本文將介紹一款雙相降壓型穩壓器的一些設計思路。這款穩壓器的兩個通道可以提供總計高達40 A的連續電流，每個通道支持高達30 A的負載。它還集成了數字電源系統管理功能，支持通過符合PMBus/I2C標準的串行接口進行編程和遙測。設計時務必審慎考量并達成尺寸、效率、環路穩定性和瞬態響應等方面的目標。
為什么效率很重要
假設一個應用需要從12 V電源獲得1 V、30 A的低電壓、大電流輸出，且效率為80%，則總損耗將達到7.5 W。這些損耗會變成熱量，導致IC和電感的溫度上升。數據中心的環境溫度通常高于室溫，額外的損耗會使IC的溫度進一步升高，從而更接近IC的熱關斷限值（通常為150°C）。對于負載點(POL)應用，這類問題尤為關鍵，因為DC-DC轉換器往往非常靠近高發熱量的微處理器。
下文將介紹幾種提升低壓大電流器件效率的方法。
SW節點處的PCB走線
在之前版本的雙相器件演示板設計中，第1相和第2相中的電感相對而置。如果電感以此特定方向放置，EMI性能會更好。這種方式的缺點是開關(SW)節點會有相對較長的走線，導致PCB走線損耗更大，尤其是在重負載條件下，因為導通損耗與電流值的平方成正比(P = I2R)。
圖1所示為20 A負載條件下的熱圖像。開關節點溫度非常高，其溫升幾乎與IC相同。適當的設計可以改善PCB走線所引起的損耗。
圖1：室溫下12 VIN、0.6 VOUT、20 A負載的熱圖像
如果對PCB進行切割，并將Ch1的電感向IC靠近以縮短SW節點走線。根據PCB走線的銅箔厚度與長度計算，此時SW節點的直流電阻為1.01mΩ，在20A負載條件下的總損耗為0.41W。當SW節點走線長度縮短至0.3cm后，損耗優化為0.17W。
圖2顯示了基于測試結果的效率改進情況。在20 A和30 A負載條件下，損耗改善幅度分別為0.22 W和0.53 W。
圖2：12 VIN、0.6 VOUT、1 MHz Ch1 FCM VBIAS = 5 V下的效率改進情況
當負載提高時，效率差異會更大，意味著此PCB走線的導通損耗(P = I2R)將占主導地位。在滿負載條件下，效率可提升1.5%。電感無法如此靠近IC，因此在第二版的電路板布局中，電感旋轉90°以面向IC，從而縮短SW走線長度。
增加CIN以抑制VIN振鈴
在我們的研究中，輸入電容對低電壓和大電流應用的效率與穩定性也有很大影響。工程師常常忽視輸入電容設計的重要性，憑以往經驗來布置輸入電容。有時候，受PCB方案總尺寸限制，工程師布置的輸入電容可能不足，導致電路不穩定和更多損耗。
圖3：輸入電容框圖
圖3（從左到右）顯示了用于熱插拔和抑制浪涌電流的電解電容，大陶瓷電容（通常為1210或1206尺寸）用于減少輸入電流紋波，而小陶瓷電容（0402或0201尺寸）用于減少高頻紋波。除此之外，Silent Switcher 2技術會將一對電容嵌入封裝中，以進一步減少SW高頻噪聲和過沖。圖3右側圖片顯示了兩個1206陶瓷電容（黃色）、四個0402封裝外陶瓷電容（藍色），外加四個采用去封裝技術的0402封裝內電容（紅色）。封裝中裸片上方刻蝕一個孔，以暴露襯底上的封裝內電容。
使用探頭對這些輸入電容和開關節點進行探測，觀察不同輸入電容組合的行為。
表1：CIN組合
然而，其代價是IC的最大工作溫度范圍從150°C(X8L)降低到125°C(X7R)。有時候，IC的最大溫度是一個重要考慮因素，因為許多應用（如數據中心）的環境溫度超過70°C。工程師需要注意這些情況，因為如果選擇X7R封裝內電容，最大溫度可能會超過工作范圍。
更大的CIN不僅會改善開關的穩定性，還有助于提升效率。圖8顯示，如果添加足夠的輸入電容，效率將提高約1.4%，損耗降低0.3 W。輸入端的振鈴和壓降會導致開關損耗增加。8個1206尺寸的電容與2個1210尺寸的電容具有相似的效率，因此在這種情況下，理想的CIN選擇將是2個22 μF的1210尺寸電容。
對于輸入電容的選擇，由于陶瓷電容具有較大的直流額定范圍，因此工程師還應注意直流降額。例如，比較12 V下1206和1210電容的直流降額，1206尺寸電容的降額更嚴重。表2列出了兩個Murata電容作為示例。因此，建議使用1210尺寸電容作為低電壓、大電流電源的輸入。
如果總輸入電容較小，在重負載條件下，SW節點波形會出現較大的振鈴。這是因為當頂部開關導通時，大部分電流將是從輸入電容中拉出。總電荷 = 電容x電壓(Q = CV)。因此，如果電容較小，CIN將會有較大的壓降。CIN與輸入走線和IC封裝的寄生電感將形成LC諧振電路，導致開關節點處出現振鈴。大電壓降也會導致SW失真和不穩定，在小脈沖后面跟隨一個大脈沖。
如果增加輸入電容以抑制振鈴，可以改善開關的不穩定性。相較于小CIN組合，大CIN組合的總電容值翻倍。CIN越接近開關的頂部，改善幅度就越大。因此，最好增加封裝內電容的值。在我們的案例中，兩個0.1 μF（0402、X8L）電容增加到0.22 μF（0402、X7R）（見表1）后，開關變得穩定。
圖4：不同CIN下效率和損耗與負載電流的關系
表2： Murata電容比較
SIMPLIS仿真是一個有用的工具，可幫助工程師更好地確定CIN的最優值。圖5顯示了一個降壓型穩壓器，標出了沿電源走線的寄生電感估計值。輸入電容已根據12 V輸入電壓下陶瓷電容的直流降額進行了調整。如果輸入電容翻倍，從2x70 nF增加到2x140 nF，振鈴會得到改善。
圖5：SIMPLIS仿真原理圖
（作者：Haisong Deng，ADI公司高級應用工程師）
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