【導讀】對工程師來說，電流源是不可或缺的器件，有很多人想做一個合用的電流源，而應用開源套件，就只是用一整套的PCB、元件、程序等成套產品，只需要將套件的東西焊接好，調試一下就可以了，這里面的技術含量能有多高呢?本文只從原理出發，指導大家做個人人能掌控的電流源。本文主要就是涉及到模擬部分的內容，而基本不涉及單片機。
加速補償——校正Aopen
校正Aopen是補償的最佳方法，簡單的Aopen補償會起到1/F補償難以達到的效果，但并非解決一切問題。
如果振蕩由于po位于0dB線之上造成，可想到的第一辦法是去掉po。
去掉極點作用的基本方法是引入零點。
引入零點的最佳位置為Ro，Ro上并聯電容Cs可為MOSFET輸入端引入一個零點zo。
但Ro是運放內部電阻，無法操作，因此在Ro后添加一只電阻Rs，并將Cs與Rs并聯。
如果Rs》Ro，則可基本忽略Ro的作用。
增加Rs和Cs后，會使MOSFET輸入端的極點po和零點zo頻率分別為：
po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。
如果Cs》Cgs，則原有的極點po=1/2piRoCs由高頻段移至低頻段，頻率由Cs、Cgs和Rs決定，而非Cgs和Ro決定，新引入的零點zo也在低頻段并與po基本重合，兩者頻率差由Cgs與Cs的比例決定，因而很小。
通常Rs=2k-5kOhm，Cs=0.01-0.1uF。
Rs和Cs將原有極點po移至低頻段并通過zo去除。像極了chopper運放里通過采樣將1/f噪聲量化到高頻段后濾除。很多不沾邊的方法思路都是相通的。
由瞬態方法分析，Cs兩端電壓不可突變，因此運放輸出電壓的變化會迅速反應到柵極，即Cs使為Cgs充電的電流相位超前pi/2。因此Cs起到加速電容作用，其補償稱為加速補償或超前補償。
很多類似電路里在Rs//Cs之后會串聯一只小電阻，約100 Ohm，再稍適調整零點和極點位置，此處不必再加，那個忽略的Ro很合適。
看個范例，Agilent 36xx系列的MOSFET輸入級處理，由于PNP內阻很小，至少比運放低得多，因此后面有一只R42=100 Ohm。
在此之前，如果看到C49和R39，恐怕很多壇友會很難理解其作用，然而這也正是體現模擬電路設計水平之處。有人感嘆36xx系列電路的復雜，然而內行看門道，其實真正吃功夫的地方恰在幾只便宜的0805電阻和電容上，而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之類的昂貴元件。
后面兩節里還會出現幾只類似的元件，合計成本0.20元之內。
本次增加成本：
3.9k Ohm電阻 1只 單價0.01元，合計0.01元
0.1uF/50V電容 1只 單價0.03元，合計0.03元
合計0.04元
合計成本：9.46元
潛在的振蕩：運放的高頻主極點pH
通過加速補償，由Cgs造成的極點作用基本消除。
然而，0dB線附近還有一個極點——運放的高頻主極點pH。
事實上，就純粹的運放而言，pH只在0dB線之下不遠的位置。與po類似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB線，從而使Aopen與1/F的交點斜率差為40dB/DEC，引起振蕩。
pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必須更高才能使電路由于pH而產生振蕩，然而gmRsample由于datasheet中沒有完整參數，實際上只能大致預測而無法精確計算。因此必須采取一定措施避免pH的作用。
如前所述，零點可以矯正極點的作用，但有一個條件，除非將零點/極點頻率降得很低或升得很高，使其位于遠離1/F的位置。
pH距離0dB線過于近，而且是運放的固有極點，想通過前面類似的方法轉移極點位置很不容易。
如果1/F的位置改變，遠離pH，就能輕易解決pH的煩惱。然而1/F決定了電路的輸出電流，不能隨意更改。
但如果1/F的DC值不變而高頻有所提升，應該可以——這就是噪聲增益補償。
噪聲增益補償方法來自反向放大器，使用RC串聯網絡連接在Vin+和Vin-之間。這種方法不建議用在同向放大器，但也不是絕對不可以，只需將RC串聯網絡的Vin+端接地，并在Rsample上的電壓反饋到Vin-之前串聯電阻RF即可。
這個電路在功放里很常見，目的是降低DC誤差，但不影響高頻響應。此處的作用在于為反饋系數F提供一對極點/零點，從而使F的高頻響應降低，即1/F的高頻響應增強，實質上使F成為一個低通濾波器，對應1/F為高通濾波器。
[page]
F中的極點和零點在1/F中相對應為零點zc和極點pc，zc=1/2pi(RF+Rc)Cc，pc=1/2piRcCc，兩者之間的增益差為1+RF/Rc，從而使pc之后的1/F提升了1+RF/Rc，使1/F遠離pH。
顯然，1+RF/Rc越大，zc和pc頻率越低，1/F越遠離pH，系統越穩定，但也會出現致命的問題——瞬態性能下降。
如果電流源輸入端施加階躍激勵，電流源系統輸出端會產生明顯的過沖振蕩，而后在幾個振蕩周期后進入穩態。
原因在于階躍激勵使運放迅速動作，MOSFET柵極電壓迅速增大，輸出電流Io增大，但體現在Rsample上的采樣電壓IoRsample受到噪聲增益補償網絡F的低通作用，向運放隱瞞了IoRsample迅速上升的事實，即反饋到Vin-的電壓無法體現運放的輸出動作，從而造成超調振蕩。
雖然超調振蕩不是致命的，由于足夠的阻尼作用，它總會進入穩態，但超調造成的輸出電流沖擊卻很容易摧毀脆弱的負載，因此仍然不能容忍。
適可而止，如果1+RF/Rc=2，就給gm的增大提供2倍空間，考慮稍適過補償原則，1+RF/Rc取3是合理的，對應產生3倍gm變化的電流增量至少需要10倍，足矣。
即使如此，階躍響應仍有一些很小的過沖，將在后面解決。
直流性能是不受影響的。
實際RF=1k Ohm，Rc=470 Ohm，Cc=0.1uF，zc=1kHz/0dB，pc=3kHz/9.5dB。
(補充：上一節中的Rs=3.9k Ohm，Cs=0.1uF，po=400Hz，zo=400Hz，由于無法編輯，補充于此)
本次增加成本：
1k Ohm電阻 1只 單價0.01元，合計0.01元
470 Ohm電阻 1只 單價0.01元，合計0.01元
0.1uF/50V電容 1只 單價0.03元，合計0.03元
合計0.05元
合計成本：9.51元
避免輕微的超調過沖和常規電壓接口
由于噪聲增益補償的問題，電流源在階躍激勵下會有輕微的超調過沖，稍嚴重一點兒在示波器上能看到逐漸衰減的超調振蕩。
雖然不嚴重，但追求完美即完善細節，盡量做得比對手好一點。
如果電流源看不到陡峭的上升沿，也就不存在這個問題了。
蒙蔽它。只需一個低通濾波器。
恰好正需要一個常規電壓接口，0—0.3V估計不是標準的電壓，標準電壓一般都是2.5V/5V(DAC、基準)或7V(更好的基準)。
電阻分壓降壓即可，以2.5V為例。
(2.5/0.3)-1=7.33，如果對地電阻R4為3.3k Ohm，水平電阻為24.2k Ohm，其中設置微調R2=5k Ohm + R3=500 Ohm電位器，固定電阻R1取值22k Ohm。
對地電阻并電容C1，獲得低通濾波器，轉折頻率f=1/2piC1(R4//(R1+R2+R3))《zc=1kHz，C1》0.054uF，實際取0.1uF。
R1和R4影響電流源的溫度性能，因此必須使用低溫漂電阻。
此時Iin的影響就應降至最低。
本次增加成本：
22k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金屬膜電阻 1只 單價0.50元，合計0.50元。
3.3k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金屬膜電阻 1只 單價0.50元，合計0.50元。
5k Bouns 10圈精密微調3296電位器 1只 單價2.00元，合計2.00元
500 Ohm Bouns 10圈精密微調3296電位器 1只 單價2.00元，合計2.00元
0.1uF/50V電容 1只 單價0.03元，合計0.03元
合計5.03元
合計成本14.58元
