【導讀】蜂窩發送器的設計依賴于能夠保持高線性度和高動態范圍的高性能RF調制器。隨著多載波發送器的增長，RF調制器必須保持低噪聲基底，從而提供較高的性能指標，通常取決于二階或三階互調。本文討論了這些需求，并說明MAX2022能夠滿足典型四載波WCDMA發送架構的要求。
概述
現有的蜂窩基站大多采用超外差結構發送或接收射頻信號。這種結構需要兩次變頻或更多的上、下變頻級、中間濾波和模擬信號處理。圖1的上半部分給出了一個兩級轉換蜂窩基站的典型超外差發送框圖，很多此類發送器已經被應用在單載波系統。因為多載波發送器是從單載波發送器復制得到的，所以引入了更多的系統硬件。為了努力降低發送器的成本，許多系統設計者開始轉向多載波發送器和簡單的直接變換射頻結構。
圖1. 超外差變換和直接變換結構框圖
多載波結構的設計挑戰
多載波結構降低了發射通道數，直接變換結構由基帶信號直接變換成射頻信號，從而減少了每個通道的元器件數量。這兩種結構都要求寬動態范圍和高線性度的元器件來滿足整個系統的要求。圖2給出了一個直接變換發送器結構。這種特殊結構大大降低了轉換處理的級數。多級混頻器、放大器、中頻和射頻濾波都由一個單片集成方案所替代。
圖2. 直接變換結構
直到近期，數模轉換器(DAC)和直接變換調制器的性能還不足以支持3G多載波蜂窩基站的要求。新一代通信基站的發送器設計即要求低成本又要求更加靈活的解決方案，在搭建基礎發射架構的過程中，射頻調制器的選擇起著舉足輕重的作用。
用單發射器結構解決上述問題
Maxim近期推出了一款直接正交射頻調制器MAX2022，能夠滿足這些需求。這款器件提供極寬的動態范圍，為發送器設計者在整個系統性能優化方面提供了極大支持。
它具有非常高的OIP2和OIP3，配合接近-174dBm/Hz的輸出噪聲基底,可確保真正的多載波性能。單一發送器架構可以支持多種類型的調制方式，從CDMA2000、WCDMA到OFDM，并支持多達9個載波。在發送器設計中充分利用這些調制性能，可以有效降低系統的硬件需求，從而降低成本，并可提高鏈路的靈活性。
MAX2022采用硅鍺工藝，覆蓋了1500MHz至2500MHz頻率范圍。圖3所示為本電路的內部結構。
圖3. MAX2022射頻調制器性能
MAX2022具有內部50Ω匹配的單端本振輸入，允許本振的輸入驅動范圍是-3dBm到+3dBm。本振經過內部緩沖，由一個正交分路器分成兩部分，分別送到兩個無源混頻器。I、Q正交輸入為差分輸入，具有44Ω輸入阻抗。大于1GHz的輸入帶寬使這款芯片既可以作為一個基帶直接到射頻的調制器，也可以作為一個具有正交中頻輸入的鏡頻抑制混頻器。正交輸入可直接與電流輸出DAC接口，省去了中間緩沖放大器，傳統方案中的中間級緩沖放大器既限制了性能又增加了成本。混頻器將信號混頻后送到內部50Ω匹配的單端射頻輸出。
MAX2022射頻調制器性能
射頻調制器的性能由幾個獨立的參數決定，MAX2022在所有相關領域都有出色的表現。在P1dB為+12dBm時，OIP3為+22dBm。多載波之間的互調取決于OIP3，較高的OIP3可以確保較低的互調失真，OIP2是另外一個針對零中頻應用的重要參數。MAX2022在UMTS波段的OIP2為+50dBm，OIP2對基帶信號意義重大，基帶信號的二次諧波將在射頻輸出產生頻譜擴展，從而損害ACLR性能。較高的OIP2可以確保較低的ACLR失真。圖4所示是對該款芯片OIP2、OIP3測試結果，以及輸出功率在1500MHz至2500MHz頻率范圍內的變化曲線。
圖4. MAX2022 OIP2、OIP3、POUT與頻率的對應關系
與無源混頻器相比，MAX2022的噪聲基底指標得到極大的改善。這些器件在典型輸出信號幅度下噪聲電平接近-174dBm/Hz。本振緩沖器的相位噪聲會對大于-10dBm的信號產生影響，不過，緩沖器-164dBc/Hz的超低相位噪聲設計能夠保證系統的性能。
圖5. 噪聲基底與輸出功率
射頻調制器的另一關鍵指標是動態范圍，定義為最大有效信號電平(表示為P1dB)與噪聲基底之差。MAX2022具有186dB的動態范圍，遠遠超過了其它集成射頻調制器。
在PCS和UMTS波段，本振泄漏小于-40dBm，邊帶抑制優于45dB。數字預校準控制環路可以近一步優化性能，使本振泄漏低于-80dBm、邊帶抑制優于60dB。射頻通帶平坦度在100MHz帶寬內優于0.5dB，非常適合寬帶系統。
工作在UMTS波段的多載波WCDMA
多項性能指標綜合體現出的優勢在于多載波的互調特性。從本文可以看出，MAX2022能夠提供出眾的性能。
作為一個例子，我們考慮一個4載波WCDMA調制信號，發送器設計必須符合WCDMA載波本身的帶寬要求，等于20MHz。另外，為修正由功率放大器造成的后續失真，需要給發射信號加入數字預失真，這樣，帶寬要求可能超出100MHz。圖6給出了這種信號的頻譜。
圖6. 4載波UMTS頻譜
從圖中可以看出超常寬帶使發送器輸出頻譜超出了UMTS的帶寬限制。這要求發送器的噪聲指標必須符合發送器模板的要求，超出頻帶邊緣，但不需要射頻濾波器來處理雜散信號和噪聲電平。這對射頻調制器提出了很高的要求，MAX2022的寬頻帶和大動態范圍可以支持這樣的系統設計。
圖7所示是在UMTS波段產生的單載波、雙載波以及4載波WCDMA的ACLR性能?；诔瑢挼膭討B范圍，MAX2022可以在非常寬的輸出功率范圍維持良好的ACLR。圖中還提供了噪聲性能，以說明在指定的ACLR指標下所能提供的動態范圍。例如，對于-28dBm/載波的4載波WCDMA信號，ACLR可以達到66dB，輸出噪聲基底為-173.5dBm/Hz。
圖7. 1、2或4載波WCDMA信號的ACLR和噪聲性能
MAX2022的良好性能同樣可以用來產生其它類型的調制，例如OFDM、QAM等。在CDMA2000和TD-SCDMA系統中可以支持到9載波。一系列的硬件配置可以實現任何調制方式。
系統級設計
高度集成的MAX2022的接口設計使它對外圍輔助電路的要求非常少，降低了系統成本。內部匹配的本振緩沖器和平衡變換器設計允許在-3dBm到+3dBm的低本振功率水平使用單端本振接口。集成的射頻平衡變換器允許50Ω阻抗匹配的單端射頻輸出。基帶信號的I和Q分量輸入采用差分輸入接口，具有44Ω內部阻抗匹配。這些特性使得芯片可以直接與高性能的電流輸出DAC連接，不需要中間緩沖放大器。按照MAX2022的性能指標，要找到一個不降低器件自身性能的外部基帶放大器很困難。幸運的是，在MAX2022應用配置中，這些基帶放大器并不是必須的。圖8提供了一個DAC與MAX2022終端接口的推薦電路。50Ω到地的電阻提供了適當的DAC端接，20mA典型值的峰值電流可對應產生0dBm的基帶輸入。
圖8. DAC與基帶輸入接口
為確保MAX2022的性能指標，必須進行仔細的系統級設計。圖9是一個推薦配置，帶有數字預失真能力的4載波WCDMA調制。圖中標出了該電路每一級的輸出信號電平、噪聲電平以及ACLR。
圖9. Tx信號分析
從DAC開始，我們要求一個可以產生50MHz帶寬的器件，并且ACLR遠遠優于這個設計的目標值65dB，同時噪聲和雜散電平要比較低。MAX5895是一個可以滿足這些要求的器件。關鍵的DAC指標是4載波工作下的ACLR，以及噪聲和雜散電平。在這個應用中推薦使用內插式DAC，這類DAC能夠在相對較低的輸入數據速率下運行在較高輸出采樣率。這時，插值濾波器的衰減很關鍵，因為DAC后續的低通濾波器對臨近插值鏡頻分量沒有足夠的衰減。內插式DAC會在基帶輸入數據速率的整數倍處產生鏡頻分量。如果沒有在調制器的輸入級消除這些分量，鏡頻分量會在調制器的輸出產生嚴重的邊帶。MAX5895 95dB內插鏡頻抑制對于這類應用非常理想。這從根本上降低了DAC后續濾波器的復雜性。
從調制器輸出可以看出，調制器輸出信號電平為每載波-28dBm，共計-22dBm。調制器性能決定ACLR為+66dB (DAC指標對其沒有限制)。然而，噪聲基底已經從調制器的-174dBm/Hz增大到-170dBm/Hz。這是由級聯的DAC噪聲電平造成的。因此，為了得到最優的設計，必須仔細的選擇線路中的每個單元。
RF放大器需具有非常低的噪聲系數和適當的OIP3，避免級聯ACLR的劣化。如果增益為12dB，這一級的OIP3最好大于+30dBm。選擇高OIP3的輸出級可以避免級聯ACLR的劣化。可以選用射頻可調增益放大器MAX2057，它能夠調節整個環路的增益。+37dBm的OIP3確保級聯ACLR保持在+65dB。
當每載波維持在-139dBc/Hz的噪聲基底時，此發送器應可以產生+65dB的ACLR。這樣的噪聲基底和雜散電平是在沒有射頻濾波器的情況下得到的。可以在多波段系統中采用相同的硬件配置，不需要作任何改動。
結論
新型調制器MAX2022使發送設備能夠達到一個新的水準。可以構成零中頻和鏡頻抑制方案。利用該器件可以很容易地改善系統指標、降低成本，實現一個靈活的發送器架構，幫助設計人員提高發送器的設計效率。
本文來源于Maxim。
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