【導讀】該電路的基本工作原理是PWM 紋波信號電流與 PWM 信號電流的 AC 耦合（通過 C2）逆向無源求和（通過 R1 和 R2），然后在 DAC 輸出電容器 C1 中對求和進行積分。由此產生的紋波分量的部分抵消允許足夠的紋波衰減，同時使用比單級 RC 濾波器所需的濾波器時間常數短得多的時間常數。更快的響應和更短的穩定時間是回報。
用于過濾和衰減 PWM DAC 輸出紋波，十多年來我發現它非常有用。
它通過 PWM 信號與其交流耦合逆信號的無源求和來工作，目的是在不影響直流分量的情況下衰減不需要的交流紋波信號分量（圖 1 ）。
圖 1原始紋波減法拓撲。
然而，關于這個想法如何運作的一些更精細的細節并沒有在初的短文中得到充分探討。這是一些被省略的內容。
該電路的基本工作原理是PWM 紋波信號電流與 PWM 信號電流的 AC 耦合（通過 C2）逆向無源求和（通過 R1 和 R2），然后在 DAC 輸出電容器 C1 中對求和進行積分。由此產生的紋波分量的部分抵消允許足夠的紋波衰減，同時使用比單級 RC 濾波器所需的濾波器時間常數短得多的時間常數。更快的響應和更短的穩定時間是回報。
然而，這種限制其速度的電流模式方案的一個缺點是，在 PWM 輸入占空比發生階躍變化后，R1 和 R2 電流的符號相反但幅度相等，因此它們的總和必須暫時為零. 因此，在 C1 沒有任何積分的情況下，DAC 輸出信號無法開始響應階躍，直到 C2 開始充電，減少通過 R2 的電流，使 R1 和 R2 的電流不相等，并為 C1 提供除零以外的值以進行積分. 這種不需要的空值間隔在圖 2中顯示為輸出波形上升沿中明顯的時間延遲。
這種對 DAC 響應時間的限制似乎是電流模式求和拓撲不可避免的缺點。雖然它仍然比單級 RC 濾波器快（很多），但它可能不如它可以/應該的那么快。
圖 2顯示前沿延遲的電流模式紋波減法響應。
于是，我開始疑惑。如果首先計算紋波和 PWM電壓而不是電流，然后相互減去以實現紋波抵消，會發生什么情況？能否從初的想法中榨取更多的性能，同時又不失去初使它具有吸引力的簡單性？ 圖 3的拓撲就是答案。
圖 3新型電壓模式紋波減法電路
新電路的運行依賴于串聯的電容器 C1（產生 PWM 直流電壓分量）和 C2（提供反向紋波分量）。電壓總和是串聯電容器連接所固有的，因此，與 2017 年的電路一樣，從直流輸出中減去交流紋波。事實證明，如果 R1C1 時間常數剛好等于 2Tpwm 或 PWM 周期的兩倍——在這個具有 1MHz 時鐘的 8 位 PWM 示例中僅為 512?s，則紋波衰減足以滿足 8 位分辨率。更快的時鐘當然會允許更短的時間常數。
請注意，新濾波電路的元件總數與原來的完全相同：一個反相器（例如，1/6 SN74HC04）、兩個電阻器和兩個電容器。
圖 4顯示無前沿延遲的電壓模式階躍響應。
圖 4顯示了它的階躍響應，現在在 T = 0 時立即開始，這與圖 2 的電流模式求和延遲不同，在約 16 個 PWM 周期 = 約 4ms 內產生 8 位穩定 Tpwm。
圖 5電流模式（紅色）與電壓模式（綠色）響應的比較。
圖 5比較了原始電流模式設計 (~23 Tpwm) 與新電壓模式版本 (~16 Tpwm) 的 8 位階躍建立時間。
響應速度提高 44% (23/16) 似乎是值得的性能改進，特別是考慮到相關的電路復雜性和成本增加 0%。
應用于原始電流模式拓撲的詳細說明（例如，利用更快的時鐘速率、精密模擬開關和電壓參考來提高精度、噪聲和準確度）當然將直接應用于這個新的電壓模式版本。
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