【導讀】由于SiC 材料具有更高的擊穿場強、更好的熱穩定性、更高的電子飽和速度及禁帶寬度，因此能夠大大提高功率器件的性能表現。相較于傳統的Si功率器件，SiC 器件具有更快的開關速度，更好的溫度特性使得系統損耗大幅降低，效率提升，體積減小，從而實現變換器的高效高功率密度化。當前碳化硅功率器件主要在新能源汽車的車載充電機、充電樁、計算機電源、風電逆變器、光伏逆變器、大型服務器電源、空調變頻器等領域，根據Yole估計，未來市場將有每年30% 左右的高速增長。為此，派恩杰推出1700V,1200V,650V各種電壓等級SiC MOSFET以應對市場需求。在從硅器件到碳化硅器件使用轉變過程中，客戶常常會遇到一些疑問或者使用問題，為此，派恩杰針對客戶的問題進行歸納總結并分享一些解決辦法。
圖1 SiC功率器件市場預測
SiC 器件目前的性價比怎么樣？
SiC器件本身要比Si器件貴，但使用了SiC器件后系統損耗大幅減小而耐高溫能力提高，器件導熱率更高，因此可以減小散熱體積和成本；通過提高頻率可以減小磁性器件的體積從而降低成本；由于功率密度的提高系統機械成本也可減少。總之，采用SiC器件后系統綜合成本減小，且隨著SiC器件需求和產能不斷提升，SiC器件本身價格也在不斷下降。
圖2 SiC方案與Si方案系統成本對比
如何選擇合適的SiCMOSFE驅動IC ？
1、由于SiCMOSFET的dv/dt通常可達30V/ns~80V/ns,因此派恩杰推薦驅動IC的抗干擾性CMTI>=100V/ns，此外為了防止dv/dt通過極間電容耦合到原邊產生共模電流，因此要求驅動IC極間電容最好小于2pF
2、SiC MOSFET的開關頻率通常很高，因此死區時間要求更短，為此驅動IC的傳輸匹配延時要盡量小，派恩杰推薦小于50ns
3、驅動電流的大小與開關器件工作速度密切相關，為適應高頻應用快速開通關斷的需求,派恩杰的SiCMOSFET推薦驅動IC峰值電流不小于4A
4、為了防止發生誤開通，通常推薦采用帶有源米勒鉗位功能的驅動IC
如何解決SiC MOSFET的橋臂串擾問題？
所謂橋臂串擾是指由于SiC器件速度很快，高速變化的dv/dt通過米勒電容CGD耦合到門極產生誤動作。
解決橋臂串擾的方法包括三個方面：
1、器件方面：提高門極閾值電壓，減小CGD/CGS 比值；
2、驅動電路方面：減小門極驅動電阻Rg 或者門極寄生電感Lg;增加外部柵源電容CGS；采用有源米勒鉗位；
3、驅動電壓方面：派恩杰SiC MOSFET 通常推薦-3V/-4V的負壓關斷以減小誤開通風險 。
總而言之，增加外部電容CGS會降低器件速度，減小Rg增加器件應力，通常不輕易使用。因此為了充分利用SiC MOSFET的高速性能同時防止誤開通，派恩杰通常推薦在優化器件本身抗干擾能力的情況下，采用負壓關斷并配合有源米勒鉗位使用。
圖3 橋臂串擾
SiC MOSFET 閾值電壓Vth比較低，是否意味著誤開通風險更大？
誤開通是由高速變化的dv/dt通過米勒電容CGD耦合到門極產生門極電壓變化導致關斷時Vgs超過閾值電壓導致誤開通，因此誤開通不僅和閾值電壓Vth有關，還與dv/dt產生的電壓變化有關。以Vee=-3V關斷為例，門極電壓閾值裕度為ΔVgs_th=Vth-Vee, 當dv/dt趨于無窮大時，dv/dt產生的門極電壓變化為：ΔVgs=Vbus*CGD/(CGD+CGS). 可知，當門極電壓閾值裕度ΔVgs_th越大于dv/dt造成的門極電壓變化ΔVgs，器件Vgs安全裕度越大，誤開通風險越小。如圖4所示為派恩杰產品和各家競品1200V,80mΩ產品裕度對比，Vbus=800V，可知雖然派恩杰產品閾值電壓略低，但由于優化了器件寄生電容比值，dv/dt造成的門極電壓變化非常小，因此Vgs安全裕度反而最大，R家，S家雖然閾值最高，但反而沒有安全裕度。因此，評價器件本身誤開通風險要綜合考量閾值電壓和dv/dt產生的門極電壓變化。
圖4 SiC MOSFET器件本身誤開通風險裕量對比
關于SiCMOSFET驅動電壓的選擇
1、SiC MOSFT產品可否兼容Si的門極驅動電壓，正壓如何選擇，+12V,+15V驅動可不可以？
目前市面上的SiC MOSFET 推薦驅動正壓主要有+20V,+18V,+15V三種規格，考慮到工業界希望SiCMOSFT的驅動電壓能與15V Si IGBT 兼容，因此派恩杰的SiCMOSFET 驅動正壓為+15V。如圖5所示為Vgs與Rds(on)的關系，可知門極電壓越高，Rds(on)越小，因此對于推薦電壓為+20V,+18V工作的SiC器件,如果在+15V下工作Rds(on)會比標稱值大,而派恩杰推薦電壓為+15V的SiC器件故Rds(on)與標稱值相同，但如果工作在+12VRds(on)也會比標稱值大，故一般不推薦+12V工作，但是對于電流極小的器件比如派恩杰1700V1Ω/3Ω的SiC MOSFET 做高壓輔助電源應用，為了兼容目前市面上的SiMOSFET控制IC,在客戶接受Rds(on)稍高的情況下是允許的。
圖5 Vgs 與Rds(on)的關系
2、是否需要負壓關斷,0V關斷可不可以，負壓如何產生？
派恩杰除了電流極小的器件1700V 1Ω/3Ω的SiCMOSFET，dv/dt非常小，允許0V關斷，其他型號都不允許0V關斷。由于SiC MOSFET的閾值電壓較低，dv/dt非常大，為了防止誤開通，派恩杰通常推薦采用-3/-4V關斷，這樣有5.2V/6.2V的閾值裕度，比SiMOSFET閾值還高點，抗干擾能力強。此外，負壓的產生也比較簡單，如圖6給出了兩種如何利用單極性電源+18V產生+15V/-3V的方法，可知僅需要TVS管和電容就可以實現負壓關斷。
圖6 單電源產生負壓的方法
如何減小SiCMOSFET應用中的門極震蕩問題？
由于SiC MOSFET的開關速度很快，因此很容易產生門極振蕩問題。為了減小門極振蕩可以通過加大驅動電阻來阻尼振蕩但是開關損耗會增大故不推薦輕易使用。派恩杰推薦通過優化驅動回路的Layout以減小寄生電感來減小振蕩，一方面可以將驅動側電源電容，驅動電阻和驅動IC盡可能的靠近SiCMOSFET以減小回路長度，另一方面可以在驅動線路PCB下層鋪地覆蓋驅動線路進一步減小寄生電感。
如何減小SiCMOSFET的電壓尖峰？
如圖7所示，電壓尖峰主要是由于關斷時過大的di/dt在回路寄生電感上產生壓降(Lp1+Lp2)di/dt造成。因此如果增大門極驅動電阻Rg , di/dt減小，電壓尖峰會減小,但是開關損耗會增加。因此，通常不輕易增大Rg,而是通過優化回路寄生電感來實現。如圖所示，由于母線電容寄生電感較大回路較長，因此通常需要在盡量靠近器件的地方插入寄生電感小的MLCC/Cer緩沖電容，這樣高頻電流會流向低阻抗回路，產生電壓尖峰會變成Lp1*di/dt，從而使得電壓尖峰減小。此外，需要利用PCB多層布線和磁場相消的原理，優化Layout減小寄生電感。
圖7抑制電壓尖峰
SiC MOSFET TO247-4比TO247-3的優勢是什么，損耗可以減小多少？
如圖8左圖所示，由于TO247-3封裝內部的公共Source電感Ls的存在，會將功率回路高速變化di/dt通過Ls耦合到驅動回路。一方面會使得門極回路振蕩更嚴重，另一方面由于Ls*di/dt電壓的反向作用，會減緩SiCMOSFET開通和關斷的速度，從而增加了開關損耗。而TO247-4因為有單獨的一根Source引線用于驅動，從而旁路了內部公共Source電感作用，避免了內部公共Source電感對開關過程的影響，從而達到減小開關損耗的目的。如圖8右圖所示為派恩杰1200V,80mΩTO247-3 和TO247-4封裝開關損耗對比結果，可知在40A時，TO247-4的總開關損耗相比TO247-3可以減小51%，性能可以大幅度提升。
圖8TO247-3 vs TO247-4 對比圖
SiC MOSFET并聯中需要注意哪些事項？
為了防止器件并聯不均流，主要可以從以下三個方面考慮：
(1)靜態不均流需要保證SiC MOSFET本身的參數一致性來實現，需要仔細挑選參數一致的MOSFET來做直接并聯。
(2) 為了使得寄生參數一致性較好，需要保證每個SiCMOSFET的驅動回路和主功率回路盡量對稱，要求驅動芯片輸出到每個SiCMOSFET的柵極距離一樣。
(3) 動態不均流會以環流的形式呈現，因此為了減小不均流，需要減小環路電流，即增大環流回路阻抗。如圖9所示，為了減小驅動回路造成的環流路徑I，需要為每個MOSFET配置單獨的電阻Rg1,Rg2, Rs1, Rs2，通常1歐姆左右，以增加回路阻抗，增強動態均流。功率環流路徑II通常通過Layout對稱保證，必要的情況也可以在回路加入反耦合電感以增加環流回路阻抗。
圖9TO247-4 SiC MOSFET并聯
來源：三代半煉金術師，作者：王華
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