【導(dǎo)讀】反激式轉(zhuǎn)換器在連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 和非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM)下都可以工作。但對許多低功耗和低電流應(yīng)用而言，DCM反激式轉(zhuǎn)換器更加緊湊而且成本更低。本文將詳細(xì)介紹此類轉(zhuǎn)換器的設(shè)計步驟。
反激式轉(zhuǎn)換器在連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 和非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM)下都可以工作。但對許多低功耗和低電流應(yīng)用而言，DCM反激式轉(zhuǎn)換器更加緊湊而且成本更低。本文將詳細(xì)介紹此類轉(zhuǎn)換器的設(shè)計步驟。
DCM操作的特點是轉(zhuǎn)換器的整流器電流在下一個開關(guān)周期開始之前即減小至零。在切換前將電流降至零將減少場效應(yīng)晶體管 (FET) 的耗散并降低整流器損耗，而且通常也會降低變壓器的尺寸要求。
而CCM操作則直到整個開關(guān)周期結(jié)束時仍保持整流器的電流傳導(dǎo)。我們在“關(guān)于反激式轉(zhuǎn)換器的幾大關(guān)鍵設(shè)計考量因素”和 “CCM反激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計細(xì)節(jié)及損耗計算”這兩篇文章中曾介紹了反激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計考量和CCM 反激式轉(zhuǎn)換器的功率級公式。CCM操作最適合中高功率應(yīng)用，但如果是低功率應(yīng)用，則可以使用DCM 反激式轉(zhuǎn)換器，請繼續(xù)閱讀下文。
圖1顯示了一個簡化的反激原理圖，它可以在DCM 或 CCM 模式下運行，并根據(jù)時序在模式之間進行切換。為了保持電路在DCM 模式下操作，如本文將要評估的，關(guān)鍵組件的開關(guān)波形應(yīng)具有圖 2所示的特性。
在占空比周期D內(nèi)，F(xiàn)ET Q1導(dǎo)通，電路開始工作。T1原邊繞組中的電流始終從零開始，上升至由原邊繞組電感、輸入電壓和導(dǎo)通時間t1決定的峰值。在此 FET 導(dǎo)通時間內(nèi)，二極管 D1因T1 的副邊繞組極性而反向偏置，迫使所有輸出電流在t1和t3期間由輸出電容器 COUT 提供。
圖 1：可在DCM或CCM模式下運行的簡化反激式轉(zhuǎn)換器原理圖
當(dāng) Q1 在周期 1-D 期間關(guān)斷時，T1的副邊電壓極性反轉(zhuǎn)，使D1 將電流傳導(dǎo)至負(fù)載并對 COUT進行充電。D1中的電流在t2期間從其峰值線性下降至零。一旦T1存儲的能量耗盡，在剩余時間段 t3 中只會剩余振鈴。這種振鈴主要是由于T1 的磁化電感以及 Q1、D1 和 T1 的寄生電容造成的。這在 t3 期間通過Q1的漏極電壓很容易看出來，該電壓從 VIN 加反射輸出電壓下降回VIN，因為一旦電流截止，T1就無法支持電壓。（注意：t3 中若沒有足夠的死區(qū)時間，將可能進入CCM操作。）CIN 和 COUT 中的電流與Q1和D1中的電流相同，但沒有直流偏移。
圖 2 中的陰影區(qū)域A和B突出顯示了變壓器在t1和t2期間的伏微秒積，它們必須保持平衡以防止飽和。區(qū)域“A”代表 (Vin/Nps)×t1 ，而“B”代表 (Vout+Vd)×t2，均以副邊為參考。Np/Ns是變壓器原邊與副邊的匝數(shù)比。
圖2：DCM反激式轉(zhuǎn)換器的關(guān)鍵電壓和電流開關(guān)波形以及設(shè)計人員須指定的幾個關(guān)鍵參數(shù)。
表1詳細(xì)說明了DCM相對于CCM的特性。DCM的一個關(guān)鍵屬性是，無論變壓器的匝數(shù)比如何，具有較低的原邊電感都會降低占空比。它讓您可以限制設(shè)計的最大占空比。如果想要使用特定控制器或保持在特定的導(dǎo)通或關(guān)斷時間限制之內(nèi)，這一點可能很重要。較低的電感需要較低的平均能量存儲（盡管具有較高的峰值FET電流），與CCM設(shè)計相比，通常也允許使用更小的變壓器。
DCM 的另一個優(yōu)點是這種設(shè)計消除了標(biāo)準(zhǔn)整流器中的 D1 反向恢復(fù)損耗，因為電流在 t2 結(jié)束時為零。反向恢復(fù)損耗通常表現(xiàn)為 Q1 中耗散的增加，因此消除它們會降低開關(guān)晶體管上的應(yīng)力。輸出電壓越高，該優(yōu)勢愈加明顯，因為整流器的反向恢復(fù)時間也隨著二極管額定電壓的增大而增加。
表1：DCM 反激式設(shè)計相對于CCM設(shè)計的優(yōu)缺點
開始設(shè)計之前，開發(fā)人員需要了解幾個關(guān)鍵參數(shù)以及基本的電氣規(guī)范。首先要選擇開關(guān)頻率 (fsw)、所需的最大占空比 (Dmax)以及估計的目標(biāo)效率。然后根據(jù)公式1計算出時間t1：
接下來，用公式 2 估算變壓器的峰值原邊電流 Ipk。對于公式 2 中的 FET 導(dǎo)通電壓 (Vds_on) 和電流采樣電阻電壓 (VRS)，先假設(shè)較小的0.5 V壓降比較適合，稍后可以更新壓降值。
根據(jù)圖2中A和B面積相等，通過公式3計算所需的變壓器匝數(shù)比Np/Ns：
其中 x 是t3所需的最小空閑時間（從x = 0.2開始）。
如果想要改變Np/Ns，則調(diào)整 Dmax并再次迭代計算。
接下來，用公式 4 和 5 來計算 Q1 (Vds_max) 和 D1 (VPIV_max) 的最大“平頂”電壓：
這些組件常常會因變壓器漏電感而產(chǎn)生振鈴，根據(jù)經(jīng)驗，實際值預(yù)計要比通過公式4和5得出的值高10-30%。如果Vds_max高于預(yù)期，減少Dmax可以降低它，但VPIV_max會增加。此時需要確定哪個組件電壓更關(guān)鍵，并在必要時再次迭代計算。
用公式 6 計算 t1_max，其值應(yīng)與公式1接近：
用公式 7 計算所需的最大原邊電感：
如果選擇的電感低于公式 7 算出的電感，則根據(jù)需要進行迭代計算，增加x并減少Dmax，直到Np/Ns和Lpri_max 等于所需要的值。
然后，利用公式 8來計算 Dmax：
并分別利用公式9 和 10 計算最大Ipk及其最大均方根 (RMS) 值：
根據(jù)所選控制器的電流采樣輸入最小電流限制閾值 Vcs（公式 11），計算允許的最大電流采樣電阻值：
使用公式 9得到的Ipkmax值和RS來驗證假設(shè)的FET Vds壓降和公式2中的采樣電阻器VRS 是否接近；如果差別較大，則再次迭代。
利用公式 12 和 13以及公式10 的結(jié)果，來計算RS的最大耗散功率和Q1的傳導(dǎo)損耗：
FET 開關(guān)損耗通常在Vinmax處最高，因此最好利用公式14計算整個VIN范圍內(nèi)的Q1開關(guān)損耗：
其中Qdrv是FET總柵極電荷，Idrv是預(yù)期的峰值柵極驅(qū)動電流。
公式 15 和 16 用于計算FET非線性Coss電容充電和放電的總功率損耗。公式15中的被積函數(shù)應(yīng)與0 V至實際工作Vds之間的實際FET Coss數(shù)據(jù)表曲線嚴(yán)格匹配。Coss損耗通常在高壓應(yīng)用或使用極低RDS(on) FET時最大，其Coss 值也較大。
通過將公式 13、14和16的結(jié)果相加來估算總的FET 損耗。
公式17表明該設(shè)計中的二極管損耗將大大簡化。請確保選擇額定副邊峰值電流遠(yuǎn)大于 IOUT的二極管。
輸出電容通常選擇公式 18 或 19 中值較大的那一個，這兩個公式根據(jù)紋波電壓和等效串聯(lián)電阻（公式 18）或負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（公式 19）來計算電容：
其中 ?IOUT 是輸出負(fù)載電流的變化，?VOUT 是允許的輸出電壓偏移，而fBW 是估計的轉(zhuǎn)換器帶寬。
用公式 20 計算輸出電容器 RMS 電流：
用公式 21 和 22 估計輸入電容器的參數(shù)：
公式 23、24 和 25 總結(jié)了三個關(guān)鍵的波形時間間隔及其關(guān)系：
如果需要額外的副邊繞組，公式 26 可以輕松計算出額外的繞組 Ns2：
其中 VOUT1 和 Ns1 是穩(wěn)壓輸出電壓。
變壓器原邊RMS 電流與公式 10 中的 FET RMS 電流相同；變壓器副邊RMS 電流如公式 27 所示。變壓器磁芯必須能夠在不飽和的情況下處理 Ipk。當(dāng)然還要考慮磁芯損耗，但這不在本文討論范圍之內(nèi)。
從上述步驟中可以看出，DCM 反激式設(shè)計是一個迭代過程。開關(guān)頻率、電感或匝數(shù)比等初始假設(shè)可能會根據(jù)后面的計算結(jié)果（例如功耗）改變。別怕麻煩，根據(jù)需要多次迭代執(zhí)行設(shè)計步驟，以實現(xiàn)您需要的設(shè)計參數(shù)。只要付出努力，就可以實現(xiàn)最佳的DCM反激設(shè)計，提供低功耗、緊湊和低成本的解決方案，滿足電源轉(zhuǎn)換器的需求。
（參考原文：Designing a DCM flyback converter）
（來源： 電子工程專輯，作者：John Betten ）
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