【導讀】對用電設備的友好性可以用PF來衡量，很多時候PF和THD是存在關系的，THD越大，PF越低，但THD小不意味著PF高，還要考慮電流相位的影響。THD既要小，同時還要在高頻處的諧波分量盡量的小，以減少干擾。
概述
- 理解交流供電的特殊性
- 理解PF和THD
- PPFC原理及實現思路
- APFC原理及實現思路
理解交流供電的特殊性
理解供電廠與用電設備模型
- 供電廠提供的為交流電，也就是說，供電廠提供的能量是呈現出正弦形式的波動的，而不是一直持續不變的功率。
- 電廠到用電設備之間的傳輸線是有電阻的，這些電阻會消耗能量。
- 用電設備有電阻性的，也有電容和電感性的。
各種負載類型的設備的等效電路
各種負載的情況
下圖示出了4種類型負載的消耗能量的情況
詳細分析各種負載的情況（電阻V.S. 感容）
由前面的圖可以看到，消耗的功率=U*I，電阻消耗的總是正功，而電容和電感卻不是，一會正功，一會負功，也就是說，電感和電容一會從供電廠吸取能量，一會向供電廠提供能量。
這個現象的原因是，電感和電容屬于儲能設備，本身不消耗能量。
在這個儲能放能的過程中，能量都被消耗在了供電線上了，用電設備由于沒有消耗能量，供電廠不能收取電費，但供電廠依然需要架設對應的供電設備，并且不停的提供能量。
詳細分析各種負載的情況（二極管的情況）
二極管形成的整流電路，加上電容，用來產生直流輸出，這是一種很常見的結構，只有在AC電壓比電容電壓高時，二極管才能導通，此時才有電流，為了提供整個周期的功率，在此范圍內必須有很大的電流，也就是說，AC源必須在短短的時間內提供夠用很長一端時間的能量給設備。
由于供電廠只能產生正弦形式的功率輸出，為了達到這個目的，供電廠必須建設遠超出正常消耗的供電設備，以維持用電設備的用電。
理解PF和THD
功率因數（PF）
為了描述這種電容電感導致的，電流和電壓不同步的情況，引入功率因數的定義。
用電流和電壓的相位角之差的余弦值作為功率因數。
PF大還是小比較好？
總諧波失真（THD）
非正弦的周期波形能夠拆分成傅里葉級數，這樣就得到了該周期波形的基波和各次諧波。
用總諧波失真來表示各次諧波的大小，在供電領域，諧波的大小特指電流的大小。
THD大還是小比較好。
諧波失真的危害
供電廠產生的電流波形是基波的正弦，而其他高次諧波的波形是供電廠無法產生的，因此供電廠必須使出額外的力氣來產生所有的高次諧波，因此THD實際上描述了供電廠必須具備的額外供電能力，或者說做的無效功。
諧波失真的其他危害還表現在產生了一些高頻的信號，這些信號會干擾其他設備，這個干擾可以通過線路傳導，也可以通過輻射傳播，線路傳導稱為RFI，輻射傳播稱為EMI。
總諧波失真的具體計算
諧波失真描述的是一堆正弦信號，或者說交流信號，交流信號講究的是有效值，因此必須使用方和根來計算，其公式如下：
第一步，求出每一個高次諧波和基波的比值；
第二步，比值求和，理論上H可以取到無窮大，但實際應用中，H不會取很大，一般幾十就足夠精確了；
第三步，開方。
諧波失真的圖形表示
總諧波失真代表了供電能力的浪費，而高次諧波的幅度則代表了電磁干擾的強度，因此通常還會使用圖標來表示諧波失真，這樣可以比較形象的看出諧波失真的電磁干擾危害程度。
偶次諧波和奇次諧波
仔細觀察可以發現，電流諧波失真圖上，偶次諧波的分量幾乎為0。
這個不是偶然，在電力領域，談到諧波失真，都不需要考慮偶次諧波，只考慮奇次諧波，因為偶次諧波分量可以忽略。
偶次諧波分量為0的原因在于電流波形總是呈現正負對稱的形式，這種對稱波形稱為奇諧波形，其偶次分量為0，其分析如下：
考慮THD后的PF
真實應用中，設備往往同時包含電容/電感和有源器件，因此電流波形既表現出和電壓正弦的相位差，又表現出非正弦特性，如下圖，此時，功率因素的定義為：
小結
現在可以看到，對用電設備的友好性可以用PF來衡量，很多時候PF和THD是存在關系的，THD越大，PF越低，但THD小不意味著PF高，還要考慮電流相位的影響。
THD既要小，同時還要在高頻處的諧波分量盡量的小，以減少干擾。
PPFC原理及實現思路
功率因數校正(PFC)的基本思路
PF低的原因有2個，電容或電感引起的電流相位偏移，有源器件引起的波形失真。
提高PF的電路稱為PFC電路，PFC的思路也是分為2個：
增加補償電路，比如負載為電容，就在供電線路上加入電感，這種方法稱為無源PFC，常用于只有相位偏移的場合；
對于開關電源來說，主要的問題是波形失真，因此不能采用無源PFC，只能采用其他方法，這些方法統稱為有源PFC。
--有源PFC也分2種，一種是PPFC(被動式PFC)，另一種是APFC(主動式PFC)。
--有時候，將無源PFC也歸為被動式，這樣PFC分P和A兩類，P又包括無源和有源兩種。
PPFC電路
使用一種稱為逐流電路的結構可以提高開關電源的PF值。
注意逐流電路的連接，當VDC比2個電容電壓加起來還高時，逐流電路充電，當VDC比2個電容電壓并聯的電壓低時，逐流電路放電，當VDC介于兩者之間時，逐流電路既不放電也不充電。
兩個電容完全相同，因此電容的電壓總是會自動保持相等。
逐流電路提高PF值的方法
假如沒有逐流電路，當VAC<VDC時，二極管就會截止，只有VAC>VDC時，二極管才導通，加上逐流電路后，當VAC小于兩個電容電壓之和時，二極管依然導通，直到VAC小于電容電壓，這無形中延長了二極管導通的時間。
假設VAC為220V，VDC穩定在200V，那么無逐流電路時，只有VAC>200V，二極管才導通，有逐流電路時，VAC>100V，二極管就導通。
逐流電路的疊加
從前面的分析可以看到，逐流電路是通過二極管環向，使得電容是串聯充電，并聯放電，串聯時數量為2，因此充放電區間的電壓落差為2倍。
如果希望提高逐流電路的PFC效果，可以將電壓落差加大，增加到3，甚至4。
APFC原理及實現思路
APFC的原理
開關電源的波形失真的罪魁禍首是整流橋后面的電容，使用逐流電路后可以緩解這個問題，但不能根除，而主動式PFC能夠根除這個問題。
主動式PFC的方法是直接將整流橋后面的電容直接去掉，讓輸入電流持續。
光讓電流持續還不夠，還必須讓整流橋后面的部分看起來像一個電阻，使得電流是隨著輸入電壓的變化而變化的。
因為開關電源在整流橋后面是一個電感負載，電感的電流電壓關系為：
所以開關電源需要控制t，來使得?vdt和V成正比。
APFC的形式
開關電源是通過開關切換來間歇式的將能量傳遞過去，因此不可能使瞬時電流呈現出一個連續平滑的正弦波形，只能使平均電流波形呈現出正弦波形。
一共有3種形式的電流波形，對應3種模式CCM，BCM(CRM)，DCM。
電流平滑
開關電源只能制造鋸齒形的電流，而PFC要求較平滑的電流，否則電流THD會很大，因此，需要在輸入端加一個電流低通濾波電路。
電流濾波使用電感和電容，電感對電流進行平滑，而電容儲存能量，應付PFC過程中的電流突變。
3種模式的對比
這三種模式，其本質上的區分是流過電感的電流。
CCM，電感電流是連續的；
BCM，電感電流不連續，但不會持續為0；
DCM，電感電流有持續為0的時候。
從電源功率來說：CCM > BCM > DCM。
理論上來說，高功率的也可以用于低功率，但CCM的控制環路存在巨大缺陷，無法做到高切換頻率，因此在小功率段通常是不使用CCM的。
BCM的實現方法
要讓BCM的平均電流為正弦，需要兩個條件：
流過電感的電流的峰值包絡為正弦；
輸入平均電流和電感峰值成比例。
對于第二個條件，除了boost外，其他拓撲都做不到，如下圖所示：
Boost拓撲在整個周期內都有輸入電流，平均電流正好是包絡電流的1/2，而對于其他拓撲，只有在TON時間內，輸入電流才有，Toff時間內輸入電流為0，這樣就導致平均電流和峰值電流并不是一個固定的比例關系。
Boost實現BCM的方法
電路需要得到2個時間點，當前周期的TON結束和當前周期的TOFF結束的時刻。
當前周期的TON結束由電流峰值比較器來檢測，而TOFF的結束由過零比較器來檢測。
導通時間的問題
仔細觀察BCM，可以看到導通時間貌似是恒定的，這個不是故意畫得一樣，而是有原因的。
電感上的電流可以用如下公式來表示：
這個公式可以看到，電感上的電流直線上升，上升斜率取決于輸入電壓，而上升的終點同樣取決于輸入電壓，這樣就導致導通時間最終和輸入電壓無關了。
PFC方法的改進-固定導通時間
又前面的分析可知，Boost實現PFC后，導通時間變成恒定了，那么反過來，一上來就將導通時間設成恒定，是不是也能實現PFC，答案是肯定的。
改進后，就成了主動固定導通時間，因而省掉了峰值電流比較電路。
固定導通時間是目前非常主流的PFC技術，適合用數字控制，計數器產生固定寬度的正脈沖，每次過零比較器檢測到退磁點，便產生一個正脈沖。
PFC電源調整輸出電壓的方法
很多電源都有穩壓的需求，所謂穩壓實際上就是調整電源傳遞的能量，對于固定導通時間來說，調整峰值電流的包絡線就可以調整平均電流，也就調整了輸入功率，進而調整了輸出電壓。
因為輸入電壓為AC，總是不變的，因此電感上電流斜率是不變的，縮放包絡線后，相當于改變了峰值電流比較器的閾值，電感上的電流三角波會變化，包絡線越矮，平均電流越小，輸出功率越低，TON時間越短，開關的切換頻率越高。
輸出穩壓的方法
由前面的分析可知，要調整輸出電壓，只需要調整TON即可，因此將輸出電壓反饋回來，調整TON即可。
BCM的問題和解決
BCM的特點是輸出功率越低，切換頻率越高，如果電源本身需要在較大的輸出功率內切換，比如調光，需要在1%-100%之內切換，開關管的切換頻率也需要接近100倍的變化范圍。
這么大的變化范圍是無法實現的，無論是MOS還是電感，都不可能在這么大的切換頻率內始終保持最優工作狀態。
解決方法是在每個周期插入死區等待時間，使BCM變成DCM模式。
加入死區等待的DCM
如果需要降低輸入電流，可以不調整TON ，但是在每個切換周期后面增加等待時間，輸入電流降低越多，等待時間越長，在TON不變的情況下，輸入電流越低，頻率越低。
如果調整范圍不大的話，加入死區等待就足夠了，如果調整范圍大的話，可以結合死區等待和包絡線調整，或者以一個為主，另一個為輔，比如以包絡線為主，死區等待為輔，或者使用兩個技術實現更精細的調整。
--數字控制的方式，TON的最小調整粒度為1個TCLK ，而引入死區等待（補償）后，最下調整粒度可以高于一個TCLK。
結合死區等待后的穩壓算法
同時使用調節TON和TDEAD后，控制算法會變得復雜，一種算法思路如下：
以TON為主來調節輸出功率，通過TON調節包絡線的高度，TDEAD存在完全是為了調節頻率，這樣就得到了2種方法：
--先調TON ， TON調不動了后再調TDEAD ，或者先調TDEAD，再調TON；
--先調TON ， TON調不動了后再調TDEAD ，或者先調TDEAD，再調TON；
對比幾種算法
從開發難度來說，一次調一個參數肯定比一次調多個參數要簡單，但一次調多個參數可以實現更豐富的算法，比如對參數進加權，就可以實現不同的曲線效果，甚至可以做到自始至終切換頻率不變。
注意到兩個參數的曲線總是不同趨勢的， TON增加，切換頻率降低，而TDEAD 減少，切換頻率升高，因此理論上可以做到切換頻率不變。
死區時間的多周期均衡關系
在BCM情況下，平均電流天然就是正弦，而引入死區等待后，變成DCM，平均電流不再能天然正弦，這個時候需要使用數字算法來均衡每個周期的TDEAD，使平均電流依然既能保持正弦形狀。
所謂均衡，就是指插入到各個周期內的TDEAD保持一定的關系。
均衡算法的開發思路如下：
擴展到其他拓撲
前面分析過，Boost相比其他拓撲的優勢在于 TON和 TON都有輸入電流，但引入死區時間后，TDEAD還是沒有電流，此時Boost相比其他拓撲的優勢實際上沒有了，因此可以使用任何拓撲來實現PFC。
假設依然使用固定導通時間，其他拓撲的TDEAD均衡算法開發思路如下：
PFC和恒流的沖突
前面都是通過調節輸出電壓來調整輸出功率，但很多應用中是通過調節輸出電流來調整輸出功率的，這就給PFC帶來了很大的一個難題。
穩壓和穩流最大的不同，在于穩壓只需要保證很長一段時間內平均輸出電壓恒定即可，而目前的穩流技術則需要使得每個切換周期的電流都保持恒定。
--為什么電壓可以看一段時間平均電壓，因為負載端都帶有大電容，這個電容上的電壓就是一段時間內的平均電壓，將這個電壓采樣反饋到輸入，就可以調節平均電壓。
--而電流則不行，目前沒有方法能讓每個周期電流都變化，而平均電流在一段時間內保持恒定，因為沒有辦法來采樣一段時間內的平均電流。
PFC要求電流為正弦狀，也就是每個周期都不一樣，而恒流要求電流每個周期都一樣，這樣就形成了一對不可調和的矛盾。
解決PFC和恒流的沖突
目前沒有看到有很好的方法能夠簡單的同時提高PF和恒流精度，已知的幾種方法如下：
采樣2級方案，第一級為Boost，實現高PF，第二級實現恒流，這樣就避開了兩者的沖突，但缺點是成本高；
采用切分周期的方法，將一個AC周期分成多個時間段，一些時間做PFC，另一些時間做恒流，如下圖所示，這樣可以單級實現，但效果相比2級就要差一些了。
對于大功率，成本不敏感的場合來說，使用2級方案是很合適的，但對于成本敏感的場合，就需要下很大的功夫來進行優化了。
本文轉載自電源研發精英圈公眾號。
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