【導讀】開關電源是一個很強的騷擾源，這是由于開關管以很高的頻率做開關動作，由此會產生很高的開關噪聲，從而會從電源的輸入端產生差模與共模干擾信號。同時，開關電源中又有很多控制電路，很容易受到自身和其他電子設備的干擾。所以，EMI和EMS問題在電源產品中都需要重視。
然而對于一個電源系統內有多個子系統的場合，多個子系統之間的電磁兼容問題就更加尖銳。由于電源產品體積的限制，多個子系統在空間上一般都比較靠近，而且通常是共用一個輸入母線，因此，互相之間的干擾會更加嚴重。所以，這類電源系統除了要防止對其他電源系統和設備的干擾，達到政府制定的標準外，還要考慮到電源系統內部子系統之間的相互干擾問題，不然將會影響到整個系統的正常運行。
下面以一個軍用車載電源為例，闡述了在設計中應注意的原則，調試中出現的問題，解決的方案，以及由此得到的經驗。
電氣規格和基本方案
電氣規格
如圖1所示。由于是車載電源，所以該電源系統的輸入為蓄電池，電壓是9～15V。輸出供輻射儀，報警器，偵毒器，打印機，電臺，加熱等6路負載。其電壓有24V，12V，5V3種，要求這3種電壓電氣隔離并且具有獨立保護功能。
圖1：電氣規格
基本方案
12V輸出可以直接用蓄電池供電，因此，DC/DC變換系統只有24V和5V兩路輸出。由于要有獨立保護功能，并且調整率要求也非常高，所以，采用兩個獨立的DC/DC變換器的方案。24V輸出200W，采用RCD復位正激變換器；5V輸出30W，采用反激變換器。圖2給出了該方案的主電路圖。
(a)正激變換器
(b) 反激變換器
圖2：基本方案的主電路
布局上的考慮
因為，有兩路變換器放在同一塊PCB上，所以，布局上需要考慮的問題更加多。
1）雖然在一塊PCB上，但是，兩個變換器還是應該盡量地拉開距離，以減少相互的干擾。所以，正激變換器和反激變換器的功率電路分別在PCB的兩側，中間為控制電路，并且兩組控制電路之間也盡量分開。
2）主電路的輸入輸出除了電解電容外，再各加一顆高頻電容（CBB電容），并且該電容盡量靠近開關和變壓器，使得高頻回路盡量短，從而減少對控制電路的輻射干擾。
3）該電源系統控制芯片的電源也是由輸入電壓提供，沒有另加輔助電源。在靠近每個芯片的地方都加一個高頻去耦電容（獨石電容）。此外，主電路輸入電壓和芯片的供電電壓是同一個電壓，為了防止發生諧振，最好在芯片的供電電壓前加一個LC濾波或RC濾波電路，隔斷主電路和控制電路之間的傳導干擾。
4）為了減少各個控制芯片間的相互干擾，控制地采用單點信號地系統。控制地只通過驅動地和功率地相連，也就是控制地只和開關管的源極相連。但是，實際上驅動電路有較大的脈沖電流，最好的做法是采用變壓器隔離驅動，讓功率電路和控制電路的地徹底分開。
調試中出現的問題及解決辦法
該電源系統在調試過程中出現了以下問題：正激變換器和反激變換器在單獨調試的時候非常正常，但是，在兩路同時工作時卻發生了相互之間的干擾，占空比發生振蕩，變壓器有嘯叫聲。
這個現象很明顯是由兩路變換器之間的相互干擾造成的。為了尋找騷擾源而做了一系列的實驗，最終證實是由兩路主電路之間的共模干擾引起振蕩的。具體的實驗過程過于繁瑣，在這里就不描述了。
這些問題的解決方法有很多種。下面給出幾種當時采用的解決方案，以及提出一些還可以采用的方案。
1）在每個變換器的輸出側加共模濾波器 這樣不僅可以減小對負載的共模干擾，并且對自身的控制電路也有好處。因為，輸出電壓經過分壓后要反饋到控制電路中，如果輸出電壓中含有共模干擾信號，那么控制電路也會由此引入共模干擾信號。所以，在變換器的輸出側加共模濾波器是非常有必要的，不僅減小對負載的共模干擾，還會減小對控制電路的共模干擾。
2）在反激變換器和正激變換器之間加一個共模濾波器 這樣可以減少兩路變換器主電路之間的傳導干擾。因為，反激側差模電流較小，所以，將共模濾波器放在反激側，如圖3所示。另外，為了防止兩路電源之間的相互干擾，共模濾波器設計成π型，這樣從每一邊看都是一個共模濾波器。
圖3：EMI共模濾波器
3）將反激變壓器繞組的饒法改成原—副—原—副—原—副的多層夾層饒法 采取該措施后變壓器原副邊的耦合更加緊密，使漏感減小，開關管上電壓尖峰明顯降低。同時共模騷擾源的強度也隨之降低。在不采用解決方案2）時，采用本方案也解決了問題。而且，這種方法從根源上改善了電磁兼容性能，且繞組的趨膚效應和層間效應也都會改善，從而降低了損耗。但是，這種繞法是以犧牲原副邊的絕緣強度為代價的，在原副邊絕緣要求高的場合并不適用。
4）減慢開關的開通和關斷速度 這樣開關管上的電壓尖峰也會降低，也能在一定程度上解決問題。但是，這是以增加開關管的開關損耗為代價的。
5）開關頻率同步 兩路變換器的工作頻率都是100kHz，但是，使用兩個RC振蕩電路，參數上會有離散性，兩個頻率會有一定偏差。這樣兩路電源可能會產生一個拍頻引起振蕩。所以，也嘗試了用一個RC振蕩電路，一個PWM芯片由另一個PWM芯片來同步，這樣可以保證嚴格的同頻和同時開通，對減少兩路電源之間的干擾會有一定好處。在這個電源系統中，采用的PWM芯片是ST公司的L5991芯片，可以非常方便地接成兩路同步的方式，如圖4所示。
圖4：兩片PWM芯片的同步
6）在二極管電路中串聯一個飽和電感，減小二極管的反向恢復，從而減小共模干擾源的強度 在電流大的時候，飽和電感由于飽和而等效為一根導線。在二極管關斷過程中，正向電流減小到過零時，飽和電感表現出很大的電感量，阻擋了反向電流的增加，從而也減小了二極管上電壓尖峰。從電磁兼容的角度講，是減小了騷擾源的強度。用這種方法抑制二極管的反向恢復也會造成一定的損耗，但是，由于使用的電感是非線形的，所以，額外損耗相對RC吸收來說還是比較小的。
圖5（a）是正激變換器在沒有加飽和電感時續流二極管DR2的電壓波形，較高的振蕩電壓尖峰是很強的騷擾源。圖5（b）是正激變換器在加了飽和電感后的二極管電壓波形，電壓尖峰明顯降低，從而大大減弱了該騷擾源的強度。
(a) 未串飽和電感 (b) 串飽和電感
圖5 ：續流二極管電壓波形
7）對反激變換器的主開關加電壓尖峰吸收電路 盡管反激變壓器繞組的饒法有很大的改進，漏感已減小。但是，由于反激變換器的變壓器不是一個單純的變壓器，而是變壓器和電感的集成，所以，要加氣隙。加氣隙后的變壓器的漏感相對來說還是比較大的。若不加吸收電路，開關管上電壓尖峰會比較高，這不僅增加了開關管的電壓應力，而且也是一個很強的騷擾源。
圖6給出了反激變換器的吸收電路。R1，C1，D組成了RCD鉗位吸收電路，它可以很好地吸收變壓器漏感和開關管結電容諧振產生的電壓尖峰。圖7(a)是沒有加吸收電路時，開關管上漏—源電壓波形，有很高的電壓尖峰。圖7(b)是加了RCD吸收電路時，開關管上漏—源電壓波形，電壓尖峰已大大降低。但是，將圖7(b)振蕩部分放大看，如圖7(c)所示，可以發現，又出現了一些更細的振蕩電壓。該振蕩電壓是由于漏感和二極管D的結電容諧振產生的 ， 靠RCD電路已經無法將其吸收（R2，C2）。所以，又在開關管的漏—源兩端加了RC吸收電路（R2，C2），進一步吸收由于漏感和二極管D的結電容諧振產生的電壓尖峰。吸收后的波形如圖7(d)所示 。
圖6：反激變換器的吸收電路
(a)無RCD吸收電路 (b) 有RCD吸收電路
(c) (b)的局部放大 (d)開關管漏—源極間加RC
圖7 ：反激變換器開關管漏—源電壓波形
8）采用軟開關電路
上述解決方案1）－6）是在不改變現有電路拓撲的前提下降低電磁干擾所采用的方案。其中1）－2）是采用切斷耦合途徑的方法；3）－6）是減弱騷擾源的方法。實際上，在選擇電路拓撲時就可以考慮有利于EMC的拓撲，這樣就不容易產生上面的問題。其中采用控制性軟開關拓撲就是一個很好的選擇。選用控制性軟開關拓撲（例如移相全橋變換器、不對稱半橋變換器、LLC諧振變換器[4]），不僅可以減少開關損耗，而且可以降低電壓尖峰，從而減弱騷擾源的強度。但是，采用緩沖型的軟開關拓撲，不僅增加了很多附加電路，并且從降低EMI角度來說也不一定有優勢，因為，大多數緩沖型軟開關拓撲將原先的振蕩能量轉移到附加的電路上了，還是會產生很強的EMI。
由于在空間上一般都比較靠近，而且，通常是共用一個輸入母線，所以，在內部有多個子系統的電源系統中，多個子系統電源之間的電磁兼容問題非常尖銳。在選擇電路拓撲時應盡量選用控制性軟開關拓撲。在設計PCB板時應該注意多個子系統的位置關系和地線的安排。當電路中出現電壓尖峰時，可采用RCD或者RC等吸收電路。對于二極管的反向恢復問題，可以采用串聯飽和電感的方法來解決。在必要的時候還可以加合適的EMI濾波器來隔斷干擾的耦合途徑。
