中心論題：
- AC-DC變換器中的損耗組成。
- PFC變換器一般采用連續(xù)電流模式和邊界模式兩種控制技術(shù)。
- AC-DC變換器輸入整流橋的損耗。
- PFC功率開關(guān)管的損耗。
- PFC技術(shù)的未來發(fā)展趨勢。
解決方案：
- 采用BCM控制技術(shù)實(shí)現(xiàn)反向恢復(fù)損耗最小。
- 電壓模式控制的FAN7528避開輸入電壓檢測的問題。
- 減小電磁干擾濾波器的尺寸降低相應(yīng)的損耗。
- 采用可外部設(shè)置開關(guān)頻率的控制IC降低電感損耗。
隨著家庭和各種工作場所對消費(fèi)電子和計(jì)算機(jī)用量的增加，功耗成本受到越來越多的重視。降低用戶設(shè)備功耗的需求正在促使設(shè)備內(nèi)外的電源實(shí)現(xiàn)更高的能效。
對于數(shù)百瓦到千瓦的AC-DC電源，其效率取決于功率因子校正 (PFC)和后級的DC-DC變換效率。盡管人們今天已經(jīng)能較好地理解DC-DC變換器的成本和性能間的利弊權(quán)衡，但從電路和控制技術(shù)的角度來講，PFC技術(shù)一直處于落后狀態(tài)。不過，這種局面最近已經(jīng)開始改變。本文將討論該技術(shù)領(lǐng)域的一些發(fā)展，以及電源設(shè)計(jì)工程師如何把握各種設(shè)計(jì)觀點(diǎn)和建議。
圖1：PFC前置功率變換級簡圖
[圖中文字：電感/扼流線圈、升壓二極管、PFC控制器、功率開關(guān)、橋式整流器、PFC控制、EMI濾波器]
AC-DC變換器中的損耗
¬AC-DC變換器中的功率損耗一般包括：
1. 升壓二極管中的反向恢復(fù)損耗；
2. 輸入整流橋的損耗；
3. EMI濾波器中的損耗；
4. PFC功率開關(guān)管的損耗；
5. 電感/扼流線圈損耗。
升壓二極管中反向恢復(fù)損耗
PFC變換器一般采用兩種控制技術(shù)：連續(xù)電流模式 (CCM) 和邊界模式 (BCM)，后者也稱作變調(diào)模式 (TM) 或做臨界模式 (CRM)。在CCM變換器中，控制IC用固定頻率調(diào)整占空比（PWM）來調(diào)節(jié)升壓電感的平均電流。在BCM變換器中，該電感電流在開關(guān)導(dǎo)通前可以回到零，因而是一個頻率可變的控制方案。
當(dāng)CCM變換器中的MOSFET導(dǎo)通時，由于仍有電感電流流經(jīng)升壓整流二極管，升壓整流二極管將經(jīng)歷反向恢復(fù)過程 (二極管內(nèi)的反向電流消失的過程)。這將在主MOSFET M1中造成功率損耗。在BCM變換器中，電感電流在MOSFET導(dǎo)通時基本上為零，即實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)功能。因此，采用BCM控制技術(shù)的反向恢復(fù)損耗最小。
但采用BCM所得到的好處并非無代價(jià)的。BCM的峰值電感電流比CCM高出兩倍；較高的峰值電感電流在MOSFET和二極管中會都造成較大的導(dǎo)通損耗，并在電感中造成更大的功率損耗。因此，BCM模式的變換器局限于輸出功率在250W到300W的應(yīng)用中。
此外，二極管技術(shù)的改進(jìn)已提高了CCM模式的 PFC變換器效率。碳化硅 (SiC) 整流二極管已經(jīng)使反向恢復(fù)效應(yīng)大幅降低，這有助于將問題解決，但成本較高。超快速硅二極管產(chǎn)品也能降低反向恢復(fù)損耗，但代價(jià)是導(dǎo)通損耗較高。
輸入整流橋的損耗
AC-DC變換器有用四個慢速恢復(fù)二極管構(gòu)成的輸入整流橋。這些二極管的功率損耗相當(dāng)可觀。因此，就有了所謂的 “無橋PFC” 技術(shù)，即將圖1中整流橋的下面兩個二極管換成兩個受控驅(qū)動的MOSFET作為升壓開關(guān) (注意“無橋”一詞可能用得不當(dāng)，因?yàn)檩斎胝鞫O管仍然存在)。這些橋接二極管起到了升壓二極管的作用，省掉了傳統(tǒng)技術(shù)中的升壓二極管部件。從理論上講，這會提高效率，因?yàn)殡娏髟谀骋粫r刻只流經(jīng)兩顆半導(dǎo)體器件，而不是三顆。
無橋PFC技術(shù)面臨的問題是電流檢測、EMI和輸入電壓檢測。此外，橋式整流器中的有源開關(guān)器件現(xiàn)在必須防止輸入電壓的瞬變。而且，由于必須采用速度較高的二極管，在功率較高時，涌流保護(hù)也是個問題。而采用最新的PFC控制技術(shù)，如采用電壓模式控制的FAN7528或基于單循環(huán)控制技術(shù)的控制器，至少可以避開輸入電壓檢測的問題。雖然可以采用常規(guī)技術(shù)，即用控制IC的單驅(qū)動信號來控制這兩個橋的開關(guān)，但是為了獲得最大的功效和較低的EMI，需要新的控制技術(shù)來實(shí)現(xiàn)各個功率開關(guān)的單獨(dú)控制。
EMI濾波器中的損耗
減小電磁干擾 (EMI) 濾波器的尺寸也能降低相應(yīng)的損耗。由于在DC-DC變換器中采用了負(fù)載點(diǎn)處理器功率技術(shù)，即所謂 “隔相” 或 “交錯通道” 技術(shù)，使用多個功率級的PFC變換器逐漸被業(yè)界接受。隔相技術(shù)可減小輸入處的波紋電流，從而減小EMI濾波器的尺寸。隔相技術(shù)還能減小整個升壓電感的尺寸，而且，由于電感被分開，也有助于改善散熱。
PFC功率開關(guān)管的損耗
為了降低開關(guān)損耗，必須考慮采用零電壓開關(guān) (ZVS) 或零電流開關(guān) (ZCS) 技術(shù)。在BCM控制中 (飛兆半導(dǎo)體FAN7527B 和FAN7528控制器所采用的技術(shù))，主MOSFET開關(guān)在電流為零的情況下導(dǎo)通，減小了導(dǎo)通損耗，從而降低了功耗。這對低功率變換器來說是一大優(yōu)點(diǎn)，但由于功率較大時主要損耗源于導(dǎo)通損耗，所以這種優(yōu)點(diǎn)只能體現(xiàn)在300W以下的應(yīng)用中。
由于PFC前端的開關(guān)頻率相對較低，因而有可能采用IGBT (絕緣柵雙極晶體管) 來降低高功率下的導(dǎo)通損耗。不過，大多數(shù)應(yīng)用仍然使用MOSFET，因?yàn)槠溟_關(guān)損耗較低。
主MOSFET開關(guān)也可以在電壓為零的情況下導(dǎo)通。這需要添加一些額外的電路，包括小功率MOSFET、整流器和電感 (飛兆半導(dǎo)體的FAN4822就采用了這些電路)。這些部件相當(dāng)于給開關(guān)電路注入了某種 “幼兒營養(yǎng)劑”；通過時序優(yōu)化和利用諧振效應(yīng)，使跨過主MOSFET開關(guān)的電壓在導(dǎo)通前為零。雖然該方案看似很具吸引力，但電路拓樸十分復(fù)雜。
電感/扼流線圈損耗
電感中的損耗可通過電感最小化來降低，并透過提高有效開關(guān)頻率來實(shí)現(xiàn)，即采用可外部設(shè)置開關(guān)頻率的控制IC。這種方法的代價(jià)是：諧波成分提高，并可能需要更快 (因此更貴)的二極管。另一個考慮因素是相位交錯的各功率級；這些功率級具有抵消波紋電流的優(yōu)點(diǎn)，可允許存在較高的峰值電流。允許的峰值電流越大意味著需要的電感越小、需要的銅材也越少，因而每個扼流線圈的損耗越低。
未來發(fā)展趨勢
即將流行的PFC技術(shù)是升壓跟隨型PFC，它可使輸出電壓隨輸入電壓而改變。這種技術(shù)提升AC線路的電壓，實(shí)現(xiàn)其后的DC-DC變換器所要求的最低電壓，從而提高PFC變換器的整體效率。但這將引出兩個成本增加因素：其一，DC-DC變換器的設(shè)計(jì)更復(fù)雜，因?yàn)樗仨氃诟蟮妮斎腚妷悍秶?(比如200到 400VDC) 工作；其二，不能使用那些輸入電壓范圍窄的技術(shù)，如流行的LLC諧振半橋。
最后，針對某些新的控制技術(shù)如交叉和無橋PFC，目前缺乏新的可行的模擬控制IC，這意味著數(shù)字控制可能是可取的選擇方案。事實(shí)上，最近市場上已推出了至少三種數(shù)控AC-DC電源。盡管許多產(chǎn)品的成本看似高不可攀，但至少在低功率應(yīng)用領(lǐng)域，還是一個令人興奮和值得關(guān)注的未來發(fā)展動向。
結(jié)論
采用有源FPC技術(shù)的電源市場明顯比通用的AC-DC市場成長更快；市場對效率更高的變換器的需求已經(jīng)增加。然而，提高效率并不是沒有代價(jià)的，必須在成本、部件數(shù)、可靠性和新技術(shù)之間權(quán)衡考慮 (見表1)。仔細(xì)選擇部件，并結(jié)合新的控制技術(shù)和更優(yōu)化的工程手段，就可顯著提高PFC變換器的效率。
表1：功率損耗匯總
