【導讀】逐次逼近型模數轉換器（因其逐次逼近型寄存器而稱為SAR ADC）廣泛運用于要求最高18 位分辨率和最高5 MSPS 速率的應用中。其優勢包括尺寸小、功耗低、無流水線延遲和易用。
逐次逼近型模數轉換器（因其逐次逼近型寄存器而稱為SAR ADC）廣泛運用于要求最高18 位分辨率和最高5 MSPS 速率的應用中。其優勢包括尺寸小、功耗低、無流水線延遲和易用。
主機處理器可以通過多種串行和并行接口（如SPI、I2C 和LVDS）訪問或控制ADC。本文將討論打造可靠、完整數字接口的設計技術，包括數字電源電平和序列、啟動期間的I/O 狀態、接口時序、信號質量以及數字活動導致的誤差。
多數SAR ADC 都提供獨立的數字I/O 電源輸入（VIO 或 VDRIVEVDRIVE），后者決定接口的工作電壓和邏輯兼容性。此引腳應與主機接口（MCU、DSP 或FPGA）電源具有相同的電壓。數字輸入一般應在DGND ? 0.3 V與 VIO+ 0.3 V 之間，以避免違反絕對最大額定值。須在 VIO引腳與DGND 之間連接走線短的去耦電容。
采用多個電源的ADC 可能擁有明確的上電序列。應用筆記AN-932 電源時序控制為這些ADC 電源的設計提供了良好的參考。為了避免正向偏置ESD 二極管，避免數字內核加電時處于未知狀態，要在接口電路前打開I/O 電源。模擬電源通常在I/O電源之前加電，但并非所有ADC 均是如此。請參閱并遵循數據手冊中的內容，確保序列正確。
為了確保初始化正確無誤，有些SAR ADC 要求處于某些邏輯狀態或序列，以實現復位、待機或關斷等數字功能。在所有電源都穩定之后，應施加指定脈沖或組合，以確保ADC 啟動時的狀態符合預期。例如，一個高脈沖在RESET 上持續至少50 ns，這是配置AD7606 以使其在上電后能正常運行所必須具備的條件。
在所有電源均完全建立之前，不得切換數字引腳。對于SARADC，轉換開始引腳CNVST 可能對噪聲敏感。在圖1 所示示例中，當AVCC、DVCC 和VDRIVE 仍在上升時，主機cPLD 拉高CNVST。這可能使 AD7367 進入未知狀態，因此，在電源完全建立之前，主機應使 CNVST 保持低電平。
圖1. 在電源上升時拉高 CNVST 可能導致未知狀態。
轉換完成之后，主機可以通過串行或并行接口讀取數據。為了正確讀取數據，須遵循特定的時序策略，比如，SPI 總線需要采用哪種模式等。不得違反數字接口時序規范，尤其是ADC 和主機的建立和保持時間。最大比特率取決于整個循環，而不僅僅是最小額定時鐘周期。圖2 和下列等式展示了如何計算建立和保持時間裕量。主機把時鐘發送至ADC 并讀取ADC 輸出的數據。
圖2. 建立和保持時序裕量。
tCYCLE = tJITTER + tSETUP + tPROP_DATA + tPROP_CLK + tDRV + tMARGIN
tCYCLE : 時鐘周期 = 1/fCLOCK
tJITTER: 時鐘抖動
tSETUP: 主機建立時間
tHOLD: 主機保持時間
tPROP_DATA: 從ADC 到主機的傳輸線路的數據傳播延遲
tPROP_CLK: 從主機到ADC 的傳輸線路的數據傳播延遲
tDRV: 時鐘上升/下降沿后的數據輸出有效時間
tMARGIN: 裕量時間大于等于0 表示達到建立時間或保持時間要求，小于0 表示未達到建立時間或保持時間要求。
主機建立時間裕量
tMARGIN_SETUP = tCYCLE, min – tJITTER – tSETUP – tPROP_DATA – tPROP_CLK – tDRV, MAX
建立時間等式以最大系統延遲項定義最小時鐘周期時間或最大頻率。要達到時序規格，必須大于等于0。提高周期（降低時鐘頻率）以解決系統延遲過大問題。對于緩沖器、電平轉換器、隔離器或總線上的其他額外元件，把額外延遲加入tPROP_CLK 和 tPROP_DATA.
類似地，主機的保持時間裕量為
tMARGIN_HOLD = tPROP_DATA + tPROP_CLK + tDRV – tJITTER – tHOLD
保持時間等式規定了最小系統延遲要求，以避免因違反保持時間要求而出現邏輯錯誤。要達到時序規格，必須大于等于0。
ADI 公司帶SPI 接口的許多SAR ADC 都是從 CS 或 CNV的下降沿為MSB 提供時鐘信號，剩余的數據位則跟隨SCLK 的下降沿，如圖3 所示。在讀取MSB 數據時，要使用等式中的tEN而非tDRV .
圖3. AD7980 3 線 CS 模式下的SPI 時序。
因此，除了最大時鐘速率以外，數字接口的最大工作速率也取決于建立時間、保持時間、數據輸出有效時間、傳播延遲和時鐘抖動。
在圖4 中，DSP 主機訪問AD7980處于3 線CS模式下，其中，VIO = 3.3 V。DSP 鎖存SCLK 下降沿上的SDO 信號。DSP的額定最小建立時間為5 ns，最小保持時間為2 ns。對于典型的FR-4PCB 板，傳播延遲約為180 ps/in。緩沖器的傳播延遲為5 ns。CNV、SCLK 和SDO 的總傳播延遲為
tprop = 180 ps/in × (9 in + 3 in) + 5 ns = 7 ns.
tJITTER = 1 ns. 主機SCLK 的工作頻率為30 MHz，因此，tCYCLE = 33 ns.
tSETUP_MARGIN = 33 ns ? 1 ns – 5 ns – 7 ns – 11 ns – 7 ns = 2 ns
tHOLD_MARGIN =11 ns + 7 ns + 7 ns – 1 ns – 2 ns = 22 ns
建立時間和保持時間裕量均為正，因此，SPI SCLK 可以在30 MHz下工作。
圖4. DSP 和AD7980 之間的數字接口。
數字信號完整性（包括時序和信號質量）確保：在額定電壓下接收信號；不相互干擾；不損壞其他器件；不污染電磁頻譜。信號質量由多個項定義，如圖5 所示。本部分將介紹過沖、振鈴、反射和串擾。
圖5. 常用信號質量規格。
反射是阻抗不匹配導致的結果。當信號沿著走線傳播時，每個接口處的瞬時阻抗都不相同。部分信號會反射回去，部分信號會繼續沿著線路傳播。反射可能在接收器端產生過沖、欠沖、振鈴和非單調性時鐘邊沿。
過沖和欠沖可能損壞輸入保護電路，或者縮短IC 的使用壽命。圖6 所示為AD7606的絕對最大額定值。數字輸入電壓應在–0.3 V 和VDRIVE+ 0.3 V 之間。另外，如果振鈴高于最大 VIL或小于最小VIH可能導致邏輯誤差。
圖6. AD7606 的絕對最大額定值。
為了減少反射：
盡量縮短走線的長度
控制走線的特性阻抗
消除分支
使用適當的端接方案
用環路面積小的固體金屬作為返回電流參考平面
使用較低的驅動電流和壓擺率
針對走線特性阻抗的計算，目前有許多軟件工具或網站，比如Polar Instruments Si9000 PCB 傳輸線路場求解器。借助這些工具，特性阻抗計算起來非常簡單，只需選擇傳輸線路型號并設置相應的參數即可，比如電介質類型和厚度以及走線寬度、厚度和隔離。
作為一種新興標準，IBIS 用于描述IC 數字I/O 的模擬行為。ADI提供針對SAR ADC 的IBIS 模型。預布局仿真可檢測時鐘分布、芯片封裝類型、電路板堆疊、網絡拓撲結構和端接策略。也可檢測串行接口時序限制以便為定位和布局提供指導。后仿真可驗證設計是否符合所有指導方針和限制的要求，同時檢測是否存在反射、振鈴、串擾等違反要求的情況。
在圖7 中，一個驅動器通過一條12 英寸的微帶線路連接SCLK1，另一個驅動器通過一個與微帶串聯的43 Ω 電阻連接SCLK2。
圖7. 驅動AD7606 SCLK。
在圖8 中，SCLK1 上的大過沖違反了–0.3 V 至+3.6 V 的絕對最大額定值。串聯電阻可減小SCLK2 上的壓擺率，使信號處于額定值之內。
圖8. AD7606 IBIS 過沖模型仿真。
串擾是能量通過互電容（電場）或互感（磁場）在并行傳輸線路間耦合的情況。串擾量取決于信號的上升時間、并行線路的長度以及它們之間的間距。
控制串擾的一些常用方法為：
增加線路間距
減小并行布線
使走線靠近參考金屬平面
使用適當的端接方案
減小信號壓擺率
數字活動可能導致SAR ADC 性能下降，使SNR 因數字地或電源噪聲、采樣時鐘抖動和數字信號干擾而減小。
孔徑或采樣時鐘抖動設定SNR 限值，尤其是對高頻輸入信號。系統抖動有兩個來源：來自片內采樣保持電路的孔徑抖動（內部抖動），以及采樣時鐘上的抖動（外部抖動）。孔徑抖動為轉換間的采樣時間變化，為ADC 的函數。采樣時鐘抖動通常為主要誤差源，但兩個源都會導致模擬輸入采樣時間變化，如圖9所示。它們的影響難以區分。
總抖動會產生誤差電壓，ADC 總SNR 的限制因素為
其中，f 為模擬輸入頻率，tJ為總時鐘抖動。
例如，當模擬輸入為10 kHz，總抖動為1 ns 時，SNR 限值為84 dB。
圖9. 采樣時鐘抖動導致的誤差電壓。
數字輸出開關導致的電源噪聲應與敏感的模擬電源相隔離。分別去耦模擬和數字電源，密切注意地回流路徑。
高精度SAR ADC 可能對數字接口上的活動很敏感，即使電源適當去耦和隔離時。突發時鐘往往優于連續時鐘。數據手冊通常會列出接口不應活動的安靜時間。在較高吞吐速率條件下，可能難以減少這些時間內的數字活動，通常為采樣時刻及出現關鍵位判斷點時。
密切注意數字活動，確保SAR ADC 轉換有效。數字活動導致的誤差可能使SAR ADC 進入未知狀態，導致故障，或者降低性能。希望本文能幫助設計師排查根本原因，同時還能提供解決方案。
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