【導讀】即使技術和分配方式在迅速發生變化，但是，電纜作為數據分配通道始終保持著重要地位。新技術在現有電纜網絡上已實現分層，今天我們重點介紹這一技術演進的其中一方面——功率放大器 (PA) 數字預失真 (DPD)。
功率放大器 (PA) 數字預失真 (DPD)，這是許多從事蜂窩系統網絡研發工作的人士將會熟悉的一個術語。將該技術遷移到電纜能夠帶來明顯的功效和性能提升，同時也帶來了巨大的挑戰。
了解要求
功率放大器在非線性區域工作時，其輸出將失真。這一失真可能會影響帶內性能，還可能導致無用信號溢出到鄰道。溢出效應在無線蜂窩應用中特別重要，因此對鄰道泄漏比 (ACLR) 有嚴格的規定和控制。突出的控制技術之一是在信號到達功率放大器之前對其進行數字整形或預失真，從而消除功率放大器中的非線性。
電纜環境則完全不同。首先，可將其視為封閉環境。電纜中發生的情況不會擴展到電纜外！運營商擁有并控制整個頻譜。帶外 (OOB)失真并不是關注重點，帶內失真才是至關重要的。服務提供商必須確保最高質量的帶內傳輸通道，以便能夠利用最大的數據吞吐量。其中一個方法是使電纜功率放大器嚴格運行在線性區域內。采用這種工作模式的代價是功效極差。
圖1. 電纜功率放大器驅動器的功效
圖1概要顯示了典型的電纜應用。盡管該系統功耗近80 W，但僅傳送了2.8W信號功率。功率放大器是功效極低的A類架構。最大瞬時峰值效率可以計算為50%（當信號包絡最大時，假定為電感負載）。如果功率放大器完全在線性區域工作，則考慮電纜信號的極高峰均比（通常為14 dB）意味著放大器需要比信號壓縮開始時平均低14 dB的工作條件，從而確保即使在信號的峰值處也不會發生信號壓縮?；赝伺c放大器工作效率直接相關。當放大器回退14 dB以適應各種電纜信號時，工作效率將降低10–14/10。因此，工作效率從理論上的最大值50%降低到10–14/10× 50% = 2%。圖2概要顯示了上述情況。
圖2. 高峰均比推動回退工作模式并使效率大幅降低
總而言之，功效是主要問題。損失功率會影響成本，但同樣重要的是，它還消耗了電纜分配系統中的稀缺資源。電纜運營商增加了更多功能和服務，因此需要進行更多的處理，而處理所需的功率可能會受現有功率預算的限制。如果能從低效功率放大器中設法獲取浪費的功耗，那么可以將其重新分配給這些新功能。
針對功率放大器低效提出的解決方案是數字預失真。這是整個無線蜂窩行業普遍采用的一種方法。數字預失真允許用戶在更高效但非線性更明顯的區域中運行功率放大器，然后先預先校正數字域中的失真，再將數據發送到功率放大器。數字預失真的本質是在數據到達功率放大器之前對其進行整形，以抵消功率放大器產生的失真，從而擴大功率放大器的線性范圍，如圖3所示。這一擴大后的線性范圍可用于支持更高質量的處理，提供較低的調制誤差率 (MER)，1或者允許功率放大器以更低偏置設置運行，從而節省功耗。盡管數字預失真已廣泛應用于無線蜂窩基礎設施，但在電纜環境中實施數字預失真有獨特而又有挑戰性的要求。
圖3. 數字預失真概述
如圖4所示，電纜應用的實際工作效率約為3.5%！實施數字預失真可以降低系統的功率要求，由原來的80 W降低到61 W，節約19 W，節電率達到24%。每個功率放大器以前的功率要求為17.5 W，現在則下降到12.8 W。
圖4. 通過數字預失真方案實現節能概述
實施挑戰
數字預失真的價值不言而喻，但在電纜應用中實施時會面對許多獨特挑戰。因此，必須在現有資源范圍內應對這些技術挑戰。例如，解決方案本身必須是高效節能的，因為如果節省的電能轉化為該解決方案的電源，則在優化功率放大器效率方面沒有什么價值。同樣地，數字處理資源需要適當，以便可以高效地駐留在當前的FPGA架構中。具有非標準硬件要求和廣泛架構變化的超大型/復雜算法不太可能適應。
超寬帶寬
電纜應用環境與無線蜂窩環境之間最顯著的區別也許是操作帶寬。在電纜中，約1.2 GHz的帶寬要進行線性化。寬帶寬挑戰復雜的原因在于頻譜從直流開始僅為54 MHz且信號帶寬大于信道中心頻率。必須牢記的是，功率放大器經驅動進入非線性工作區域后即可實現省電，這樣雖然提高了效率，但代價是非線性產物也隨之而來。數字預失真必須消除由功率放大器產生的非線性，尤其是那些折回帶內的非線性成分。這就在電纜應用中構成了獨特挑戰。
圖5.傳統窄帶中諧波失真項的說明
圖5概要顯示了我們可能期望的經過非線性放大級的傳統窄帶（本節稍后部分給出窄帶的定義）上變頻基帶信號的寬帶諧波失真項。非線性功率放大器輸出通常通過冪級數表達式描述，比如具有以下形式的Volterra級數：
可將其理解為有記憶效應的Taylor冪級數的推廣。值得注意的是，每個非線性項(k = 1,2, … , K)都會產生多個諧波失真(HD)產物。例如，五階有3個諧波項：一次諧波、三次諧波和五次諧波。另外需要注意的是，諧波帶寬是其階次的倍數。例如，三階諧波項的寬度是激勵帶寬的3倍。
在電纜中，諧波在頻譜（從直流開始僅為54 MHz）上的位置對數字預失真構成了特殊挑戰，而這一挑戰與大信號帶寬的關系并不大。所有非線性系統都會發生諧波失真。電纜數字預失真的重點是落在帶內的諧波失真。從圖5可以看出，在傳統窄帶應用中，重點將是三階諧波和五階諧波。盡管形成了其他諧波，但它們在目標頻帶外，可通過傳統濾波消除。我們可以按照分數帶寬來定義寬帶應用和窄帶應用，其中分數帶寬的定義公式如下：
（fn = 最高頻率，f1 = 最低頻率，fc = 中心頻率）。分數帶寬超過1時，可將應用視為寬帶應用。大多數蜂窩應用的分數帶寬不超過0.5。因此，它們的諧波失真行為符合圖6所示的特性。
圖6.窄帶簡化；只需考慮一次諧波周圍的產物
對于這樣的窄帶系統，只有一次諧波周圍的帶內失真需要通過數字預失真消除，因為采用帶通濾波器可去除所有其他產物。另外還需注意的是，由于帶內沒有偶數階產物，數字預失真只需處理奇數階項。
在電纜應用中，我們近似認為fn ~1200 MHz，fl ~50 MHz，fc ~575 MHz，從而得出分數帶寬為2。要確定需要校正的最低諧波失真階次，可以使用以下公式：
（Kmin是要考慮的最低非線性階次），或者用數字表示就是50 MHz×2 = 100Mhz，由于其小于1200 MHz，因此二階諧波失真正好在工作頻帶內并且必須被校正。因此，如果決定在安全性和線性度極高的操作范圍之外操作電纜功率放大器，則所得到的諧波失真將如圖7所示。
圖7.寬帶電纜應用中寬帶諧波失真的影響
相比只需要考慮奇數階諧波的無線蜂窩應用，電纜應用中的偶數階項和奇數階項均在頻帶內，可產生多個重疊的失真區域。這在一定程度上會對任何數字預失真解決方案的復雜性和精密度 產生嚴重影響，因為算法必須通過簡單的窄帶假設。數字預失真解決方案必須適應諧波失真每個階次的項。
在窄帶系統中，偶數階項可以被忽略，奇數階在每個目標頻帶內產生1個項。電纜應用中的數字預失真必須考慮奇數階和偶數階諧波失真，并且還必須考慮到每個階可能有多個重疊的帶內元素。
諧波失真校正定位
考慮到傳統窄帶數字預失真解決方案的處理在復雜的基帶處完成，我們主要關注對稱位于載波周圍的諧波失真。在寬帶電纜系統中，盡管保持了位于一次諧波周圍的那些項的對稱性，但是這一對稱性不再適用于更高階次的諧波產物。
圖8.寬帶數字預失真復雜基帶處理中頻率偏移要求的注解
如圖8所示，傳統窄帶數字預失真在復雜基帶處完成。在這些實例中，僅一次諧波產物在頻帶范圍內，因此其基帶產物直接轉換為RF?？紤]寬帶電纜數字預失真時，較高階次的諧波失真必須是頻率偏移，才能使上變頻后的基帶產物正確位于實際RF頻譜中。
環路帶寬限制
閉環數字預失真系統采用傳輸和觀測路徑。在理想化的模型中，兩條路徑都不會受到帶寬限制，并且兩者的寬度都足以通過所有數字預失真項。也就是說，它們足以通過帶內項和帶外項。
圖9.無帶寬限制的理想化數字預失真方案
圖9概要顯示了數字預失真一種數字預失真的實現。在理想情況下，從數字上變頻器 (DUC)（通過數字預失真）到DAC乃至通過功率放大器的路徑將沒有帶寬限制。同樣地，觀測路徑上的ADC將對全帶寬進行數字化（請注意，為了進行說明，我們展示2倍帶寬的信號路徑。在某些無線蜂窩應用中，可擴展到3至5倍的帶寬）。理想方案是通過數字預失真產生帶內項和帶外項，從而完全消除功率放大器引入的失真。需要注意的是，為了準確消除失真，需要在目標信號的帶寬之外創建項，這一點非常重要。
在實際方案中，信號路徑具有帶寬限制，數字預失真性能無法達到理想方案要求。
Figure 10. Decreased performance of DPD as bandwidth limitations in the signal path limit the OOB terms.
電纜應用中，帶寬限制可能有多種來源
FPGA與DAC之間的JESD鏈路、DAC鏡像抑制濾波器、功率放大器輸入匹配。這些限制最顯著的影響是帶外性能。從圖10所示的仿真可以看出，數字預失真無法校正帶外失真。在電纜中，帶外失真會造成帶內性能下降，這一點特別重要，是我們需要考慮到的。信號路徑中的帶寬限制可以并且的確會影響帶內性能。
電纜環境比較獨特，運營商擁有整個頻譜
感興趣頻帶（54 MHz至1218 MHz）外的輻射位于未被他人使用的一段頻譜中，也會由于高頻時固有的電纜損耗而導致衰減。觀測路徑只需監測工作頻帶內發生的情況。
在這里需要做出一個重要區分
帶外輻射無需考慮，在帶外生成并延伸到頻帶內的輻射需要考慮。因此，盡管帶外輻射無需考慮，但需要考慮形成這些輻射的項。該方案與無線蜂窩應用大為不同，因為其觀測帶寬要求通常為工作頻帶的3至5倍。電纜中的重點是帶內性能，因此僅需考慮帶外項對帶內性能的影響。
電纜數字預失真只需針對帶內產物校正
對于DOCSIS 3，頻率范圍為54 MHz至1218 MHz。數字預失真生成二次，三次，…，消除項。盡管只需在電纜帶寬上進行校正，但在數字預失真致動器中，這些項將會擴展到更寬的帶寬（例如，三階帶寬擴展到1218 MHz的3倍）。為了保持傳統數字預失真自適應算法的穩定性，應當將這些帶外項保留在環路周圍。對數字預失真項進行的任何濾波往往會造成自適應算法不穩定。在電纜系統中存在頻帶限制，因此常規算法可能失效。
數字預失真和電纜傾斜補償
與所有其他傳輸介質一樣，電纜引入了衰減。通常認為這種衰減與電纜質量、電纜敷設距離和傳輸頻率有關。如果要在電纜的接收端，即工作頻譜上實現相對均勻的接收信號強度，則必須在發送端增加預加重（傾斜）。傾斜可被視為電纜的反向傳遞函數。它采用與傳輸頻率成比例的預加重或整形。
通過被稱為傾斜補償器（位于功率放大器之前）的低功耗無源模擬均衡器即可實現整形。在高頻下衰減少或不衰減，而在低頻下衰減大。傾斜補償器輸出端的信號在整個工作頻譜范圍內可具有高達22 dB的均衡增益變化。
圖11. 傾斜補償器方案
傾斜補償器對信號進行整形，并且在通過功率放大器處理信號時保持整形輪廓。傳統數字預失真方案會將整形視為減損并嘗試針對其進行校正，因為數字預失真是（非線性）均衡器。似乎合理的是，如果將傾斜的倒數添加到觀測路徑中，就可以減輕其影響。但事實并非如此。功率放大器是非線性的，因此交換性不適用，也就是說：
PA 代表功率放大器；
T代表傾斜補償器
為了實現最佳操作，數字預失真處理模塊需要明確了解在功率放大器輸入端處顯示的信號。在電纜數字預失真應用中，利用數字預失真算法為功率放大器建模的同時，必須保持傾斜補償。這就會面臨一些非常獨特和極具難度的挑戰。我們需要一個穩定的低成本解決方案，不會使傾斜均衡。雖然無法在本文中披露該解決方案的性質，但ADI已經找到了一個創新的解決方案，將在未來的出版物中詳細介紹。
數字預失真和電纜功率放大器架構
如圖4所示，典型的電纜應用將把一個DAC的輸出分成四路并提供給四個獨立的功率放大器。為了最大程度節省功率，需要在所有這些功率放大器上實施數字預失真?？尚械慕鉀Q方案可能是實施四個獨立的數字預失真模塊和DAC模塊。該解決方案有效，但會使效率降低，系統實施成本增加。額外的硬件需要資金和功率成本。
并非所有功率放大器都是一樣的，盡管工藝匹配（制造過程中）可以提供具有相似個性的單元，但差異仍會存在，并且隨著老化、溫度和供電波動而變大。然而，將一個功率放大器用作主機并為其開發優化的數字預失真，然后將其應用于其他功率放大器，確實可提供系統性能優勢，如圖12中的仿真結果所示。
左側的曲線表示未采用數字預失真情況下的功率放大器性能。非線性工作模式導致失真，這體現在MER1性能（范圍為37 dBc至42 dBc）中。閉環數字預失真應用于觀測主功率放大器的輸出；曲線圖右側的綠色曲線表示的是增強性能。數字預失真已針對功率放大器失真進行了校正，結果是總體性能經過轉變后可提供65 dBc到67 dBc的MER。圖中間剩余的曲線表示的是從功率放大器的性能，即根據主功率放大器進行校正的功率放大器?？梢钥闯觯挥^測一個功率放大器來實施閉環數字預失真可使所有功率放大器的性能受益。然而，從功率放大器仍然存在會失效的工作點。從功率放大器的性能范圍從38 dBc到67 dBc。寬范圍本身不是問題，但該范圍的一部分低于可接受的工作閾值（電纜通常為45 dBc）。
圖12. 使用多個功率放大器的單次數字預失真（仿真結果）
電纜中獨特的系統架構為數字預失真提供了額外挑戰。優化性能需要采用閉環數字預失真方案。但根據慣性思維，在電纜中這樣做將需要在每個功率放大器路徑中附加硬件。最佳解決方案需要 為每個功率放大器提供閉環數字預失真的增強功能，但不需要額外的硬件成本。
利用SMART算法解決挑戰
如本文之前所述，電纜數字預失真為設計人員帶來了非常獨特和 具難度的挑戰。如果在功率和硬件的限制范圍內解決這些挑戰，那么優勢就不會被削弱；如果把功率放大器中節省下來的功率用于額外的DAC或FPGA，則對于功率放大器省電幾乎沒有任何價值。同樣地，省電必須與硬件成本平衡。ADI通過結合高性能模擬信號處理與先進算法方案解決了該挑戰。
ADI方案的高級概述如圖13所示。該解決方案可以被認為具有三個關鍵要素：使用高級轉換器和定時產品、采用支持全面信號鏈監控/控制的架構、運用可利用已有知識實現最佳性能的數字預失真先進算法。
圖13. 使用高級轉換器和SMART算法的電纜數字預失真方案
該算法是該解決方案的核心。它使用其廣泛的信號處理知識以及信號路徑的傳遞功能來形成輸出，同時調整信號路徑某些方面的動態控制。動態系統解決方案不僅意味著系統設計人員能夠大幅省電，而且這些節省的電能可以直接轉化為性能提升。利用該算法，用戶定義了系統必須運行的MER1性能級別后，就會實施系統調整，以便在所有輸出端實現該性能。需要注意的是，該算法還確保在保持每個功率放大器的最佳用電效率的同時滿足性能閾值，這一點非常重要。功率放大器的功耗都低于實現目標性能所需的功耗。
前面概述了該解決方案的實施。該算法本身的特性是ADI專有IP，這不在本文論述范圍內。SMART算法具有學習系統路徑的能力，然后改變通過路徑傳輸的數據的性質以及路徑本身的特性以提供最佳結果。我們將最佳結果定義為：維持MER質量的同時降低功率要求。
路徑特性以及傳輸信號的性質都在不斷變化。該算法具有處理動態適應性的自學習能力。更重要的是，適應發生在系統運行期間，不會使傳輸的流中斷或失真。
結論
電纜環境仍舊是提供數據服務的重要基礎設施。隨著技術繼續發展，對頻譜和功效的要求也越來越高。新一代技術的發展使需求日益增長，并推動實現更高階的調制方案以及更好的功效。這些增強功能的到來必須不影響系統性能 (MER)，盡管數字預失真提供了一個可能的實現途徑，但其在電纜應用中的實施構成了非常獨特和極具難度的挑戰。ADI已開發出一套全面的系統解決方案來應對這些挑戰。該解決方案涵蓋基于硅的芯片（DAC、ADC和時鐘）、功率放大器控制以及先進算法。所有這三種技術的結合為用戶提供了一個適應性強的解決方案，在這些解決方案中，他們可以輕松地以最小的妥協來達到功率與性能要求。該軟件定義解決方案還支持原有電纜技術到新一代電纜技術的輕松過渡，新一代電纜技術中預計將包含全雙工 (FD) 和包絡跟蹤 (ET)。
注釋
注釋1：調制誤差率是對調制質量的度量。它表示目標符號向量與傳輸符號向量之間的差異。MER = 10Log（平均信號功率/平均誤差功率）。它可以被認為是對補償放大器內符號位置準確性的度量。
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