【導讀】本文將探討如何在雪崩工作條件下評估SiC MOSFET的魯棒性。MOSFET功率變換器，特別是電動汽車驅動電機功率變換器，需要能夠耐受一定的工作條件。如果器件在續流導通期間出現失效或柵極驅動命令信號錯誤，就會致使變換器功率開關管在雪崩條件下工作。因此，本文通過模擬雪崩事件，進行非鉗位感性負載開關測試，并使用不同的SiC MOSFET器件，按照不同的測試條件，評估技術的失效能量和魯棒性。
引語
能效和可靠性是所有電子功率變換器必備的主要特性。在與人類社會活動和生態環境保護相關的應用領域，例如，交通、工業、能源轉換等，標準硅基功率開關管已被SiC MOSFET取代，因為SiC MOSFET在電流密度/芯片面積、擊穿電壓、開關頻率、工作溫度方面表現更出色，可縮減功率變換器的體積和尺寸，同時提高能效[1]，[2]。
采用最新一代SiC MOSFET設計功率變換器應該認真考慮器件的可靠性和魯棒性，避免讓異常失效現象破壞系統的整體安全性[3]，[4]。短路和雪崩是可能導致電源轉換器開關管嚴重失效的異常事件[5] [6]。
短路事件可能是錯誤和失控的工作條件引起的，例如，器件開關順序命令出錯。當漏源電壓VDS超過擊穿電壓額定值時，會發生雪崩事件[7]。
對于dvDS/dt 和diD/dt變化率很高的應用，在開關瞬變期間，VDS可能會超過擊穿電壓額定值。高瞬變率結合變換器布局固有的寄生電感，將會產生電壓尖峰，在極端情況下，導致雪崩事件發生[7]，[14]，[16]。SiC MOSFET可能會出現這些工作條件，分立器件的dvDS/dt可能輕松超過100V/ns，diD/dt超過10A/ns[1]，[21]。
另一方面，電機功率變換器也是一個值得關注的重點，例如，電動汽車的驅動電機逆變器、工業伺服電機等，這些應用的負載具有典型的電感特性，要求功率開關還必須兼備續流二極管的功能[18]。因此，在二極管關斷時，其余器件將傳導負載電流，進行非鉗位感性負載開關UIS操作，工作于雪崩狀態是無法避免的[13]。在這種雪崩期間，除過電壓非常高之外，高耗散能量也是一個需要考慮的重要問題，因為器件必須耐受異常的電壓和電流值。
采用失效檢測算法和保護系統，配合同樣基于“可靠性”標準的變換器設計方法，是很有必要的[20]。但是，除了安全保護和最佳設計規則外，功率開關管還必須強健結實，即具有“魯棒性”，才能耐受某種程度的異常工作條件，因為即便超快速檢測算法和保護系統也無法立即發揮作用[19]。SiC MOSFET的雪崩問題已成為一個重要的專題，由于該技術尚未完全成熟，因此需要進行專門的研究[7]-[13]。
本文的目的是分析SiC MOSFET在雪崩工作條件下的魯棒性。為了驗證魯棒性分析結果，我們做了許多實驗。最后，我們介紹了器件在不同的UIS測試條件下的魯棒性。
雪崩事件
通常來說，雪崩事件只有在器件達到擊穿電壓時才會發生。在正常工作條件下，凡是設置或要求高開關頻率的應用都會發生這種現象。
以基于半橋轉換器的應用為例，讓我們詳細解釋一下雪崩現象。
圖1（a）是一個簡化的半橋轉換器電路原理圖，電路中有兩個SiC MOSFET開關管，分別用QH和QL表示，除開關管外，還有一個感性負載；圖1（b）是上面電路的等效電路圖，最重要的部分是主要寄生元件，特別是代表電源回路等效寄生電感的LDH，LSH，LDL和LSL，電源回路是指連接+ DC電路（VDD）與QH漏極，QH源極至QL漏極，QL源極至-DC電路的電源軌。此外，LGH，LGL是QH和QL的柵極-源極路徑信號回路的等效寄生電感。考慮到HiP247封裝分立器件有三或四個引線，上面的寄生電感中包含SiC MOSFET焊線和引線的寄生電感，詳細信息參見[15]，[16]。同樣重要的是，還要考慮SiC MOSFET的寄生電容CGS，CDS和CGD，這些參數是漏極-源極電壓VDS的函數[21]。
不難理解在下面兩個案例的極端工作條件期間產生的電壓尖峰：
1) 有源器件導通，無源器件的體二極管關斷
2) 有源器件關斷，無源器件的體二極管導通
用1200V，25mΩ，HIP247-4L封裝的SiC MOSFET分立器件，按照圖1的方案做實驗測試，描述瞬變在什么情況下被定義為極端工作條件。為簡單起見，將QL視為有源器件，它由適合的柵極驅動器電路控制；QH是無源器件，用作續流二極管，并且通常在相關終端施加-5V的恒定負柵極-源極電壓。
圖1：半橋轉換器橋臂：(a)簡化框圖，(b)包括主要寄生元件的等效電路。
通過分析圖2的實驗結果，可以知曉案例1）的極端工作條件。
圖2：在850V, 130A，QH體二極管關斷時，VGS, ID和VDS的典型波形。
本節重點介紹在QL導通時QH體二極管的“反向恢復”過程。測試條件是175°C，VDD=850V, ID=130A。SiC MOSFET的反向恢復過程是一個重要的課題，許多人都在研究這種現象[17]，[18]。軟恢復和硬恢復模式受載流子壽命、摻雜分布、裸片面積等因素影響。從應用角度來看，反向恢復特性主要與正向電流大小ID及其變化率diD/dt和工作溫度有關。圖2顯示了變化速率12A/ns 的ID引起的QH體二極管硬恢復特性。由于結耗盡非常快，漏極-源極電壓VDS以最快的速度上升。在diD/dt 和dirr/dt與寄生電感的綜合作用下，尖峰電壓現象嚴重，并且在VDS波形上看到振蕩行為。另外，VGS波形出現明顯振蕩，應鉗制該電壓，以避免雜散導通[16]。
快速恢復用于描述恢復的效果，概念定義詳見文獻[17]。
通過優化轉換器電路板布局，將寄生電感降至非常低，可以限制在電流變化率非常高的關斷期間產生的電壓尖峰，從而最大程度地利用SiC MOSFET的性能。
圖3的實驗測試結果解釋了案例2）的極端工作條件。圖中所示是在室溫（25°C），850V，130A條件下QL“關斷”時的相關參數波形。因為器件采用HIP247-4L封裝，3.3?的柵極電阻Rg加快了關斷瞬變，并且VDS的峰值非常高（約1550V）。
圖3：在850V, 130A條件下關斷QL，VGS, ID, VDS 和Poff的典型波形。
通過進一步降低Rg阻值提高關斷速度，將會引發雪崩事件，不過，在本實驗報告中沒有達到雪崩狀態。
但是，除極端工作條件外，元器件失效也會導致雪崩事件[4]。
以前文提到的圖1半橋轉換器為例，當QH續流二極管失效，致使器件關斷時，負載電流必須在關斷瞬變期間流經互補器件QL，這個過程被稱為非鉗位感性負載開關UIS。在這個事件期間，器件必須承受某種程度的能量，直到達到QL擊穿極限值為止。
這種失效機制與臨界溫度和熱量產生有關。SiC MOSFET沒有硅基器件上發現的其它失效模式，例如，BJT閂鎖[10]。在UIS條件下的雪崩能量測試結果被用于定義SiC MOSFET的魯棒性。
圖4(a)和圖4(b)是SiC MOSFET的UIS測試結果。這些測試是在圖1無QH的配置中做的，測試條件是VDD=100V, VGS=-5/18V, RGL=4,7?, L=50?H, Tc=25°C，下一章詳細解釋這樣選擇的原因。
圖4(a)所示是前三次脈沖測試。QL正在傳導電流，在第一個脈沖時關斷，如圖中藍色的VGS，VDS和ID的波形所示，有過電壓產生，VDS略低于1500V，但器件沒有雪崩。在增加脈沖周期后，如圖中綠色波形所示，電流ID達到5A，器件開始承受雪崩電壓。再重復做一次UIS測試，如黑色波形所示，電流值變大，但由于負載電感器較小，直到電流值非常大時才達到失效能量。
圖4：UIS實驗，(a)雪崩過程開始時的波形；(b)施加最后兩個脈沖時的波形。
圖4（b）所示是最后一種情況的測試結果。藍色波形是在一系列單脈沖后，器件失效前倒數第二個脈沖產生的波形，從圖中可以看到，器件能夠處理關斷瞬變，耐受根據下面的雪崩能量公式(1)算出的約0,7J雪崩能量，最大漏極電流為170A，雪崩電壓平均值為1668V。
紅色波形是在施加最后一個脈沖獲得的失效波形，這時器件不再能夠耐受雪崩能量，并且在t *時刻發生失效，漏極電流開始驟然增加。
魯棒性評估和雪崩測試
我們用三組1200V SiC MOSFE做了UIS測試，表1列出了這三組器件的主要數據。
5（a）所示是測試等效電路圖，5（b）所示是相關實驗裝置。QL是待測器件（DUT），測試目標是分析DUT的關斷特性。
表1：SiC MOSFET規格
圖5：UIS實驗裝置: (a)等效電路, (b) 實驗臺
設置A，B，C三種測試條件；施加周期遞增的單脈沖序列，直到待測器件失效為止。
為了便于統計，從D1，D2和D3三組器件中分別抽出五個樣品，按照每種測試條件各做一次UIS實驗，測量和計算失效電流和失效能量，參見圖6，圖7和圖8。
圖6（a）所示是從SiC MOSFET D3中抽出的一個典型器件，按照測試條件“A”做UIS測試的VDS和ID失效波形。
圖6：UIS對RG最終測試結果：(a)一個D3樣品的VDS和ID典型值；(b)平均失效能量EAV。
為了清楚起見，只給出了RG＝4.7Ω和47Ω兩種情況的波形。我們觀察到，失效電流不受RGL的影響。圖6（b）顯示了D1，D2和D3三組的平均EAV。
注意到EAV失效能量略有降低，可忽略不計，因此，可以得出結論，在UIS測試條件下，這些SiC MOSFET的魯棒性與RG無關。
圖7（a）和（b）所示是按照測試條件B，在L=50?H 和1mH時，各做一次UIS測試的失效波形，為簡單起見，只從SiC MOSFET D3中抽取一個典型樣品做實驗。
在提高負載電感后，電感器儲存的能量增加，因此，失效電流減小。
圖7：UIS對L最終測試結果(a) 在L=50?H時, D3樣品的VDS和 ID典型值 (b)在L=1mH時, D3樣品的VDS和 ID典型值 (c) 平均失效能量EAV.
圖7(c)顯示了D1，D2和D3的平均EAV與L的關系，可以觀察到，器件D3的失效能量EAV隨著負載電感提高而顯著提高，而D1和D2的EAV則略有增加。通過分析圖8可以發現這種行為特性的原因。圖8是根據等式(2)計算出來的結溫Tj的分布圖：
其中：T0是起始溫度，PAV是平均脈沖功率，Zth是芯片封裝熱阻，本次實驗用的是不帶散熱器的TO247-3L封裝。
電感器儲存能量的大小與電感值有關，儲存能量將被施加到裸片上，轉換成熱能被耗散掉。
如圖7（a）所示，低電感值會導致非常大的熱瞬變，這是因為電流在幾微秒內就達到了非常高的數值，如圖7（a）所示，因此，結溫在UIS期間上升非常快，但裸片沒有夠的時間散掉熱量。相反，在高電感值的情況下，電流值較低，如圖7（b）所示，并且裸片有足夠的時間散掉熱量，因此，溫度上升平穩。
這個實驗結果解釋了為什么被測器件D3的EAV隨負載電感提高而顯著增加的原因，另外，它的裸片面積比SiC MOSFET D1和D2都大。
圖8：典型D3器件的估算結溫Tj對L曲線圖。
最后，在圖9中報告了測試條件C的UIS測試結果，測試條件C是封裝溫度的函數，用熱電偶測量封裝溫度數值。
圖9（a）所示是D3在Tc=25°C，90℃和200℃三個不同溫度時的VDS和ID波形。不出所料，D1，D2和D3三條線的趨勢相似，工作溫度越高，引起器件失效的EAV就越低，圖9（b）。
圖9：UIS對Tc的最終測試結果；（a）D3樣品在不同的Tc時的VDS和ID典型值；（b）平均失效能量EAV 對TC曲線
結論
本文探討了在SiC MOSFET應用中需要考慮的可能致使功率器件處于雪崩狀態的工作條件。為了評估SiC MOSFET的魯棒性，本文通過實驗測試評估了雪崩能量，最后還用三款特性不同的SiC MOSFET做對比測試，定義導致器件失效的最大雪崩能量。雪崩能量與芯片面積成正比，并且是柵極電阻、負載電感和外殼溫度的函數。
這種在分立器件上進行的雪崩耐量分析，引起使用電源模塊開發應用的設計人員的高度關注，因為電源模塊是由許多并聯芯片組成，這些芯片的魯棒性需要高度一致，必須進行專門的測試分析。此外，對于特定的應用，例如，汽車應用，評估雪崩條件下的魯棒性，可以考慮使用單脈沖雪崩測試和重復雪崩測試方法。這是一個重點課題，將是近期評估活動的目標。
參考文獻
[1] F. Wang and Z. Zhang “Overview of Silicon Carbide Technology: Device, Converter, System, and Application,” Power Electr. And Appl. Trans on. CPSS, vol. 1, no. 1, pp. 13-32, December 2016.
[2] S. Ji, Z. Zhang, F. F. Wang “Overview of High Voltage SiC Power Semiconductor Devices: Development and Application,” CES Trans. On Elec. Machines and Systems, vol. 1, no. 3, Sept. 2017, pp.:254-264.
[3] B. Wang, J. Cai, X.Du and L. Zhou “Review of Power Semiconductor Device Reliability for Power Converters,” CPSS Trans. On Pow. Elect. and Appl. Vol.2, no.2, pp. 101-117, June2017.
[4] A. Hanif, Y. Yu, D. DeVoto and F.Khan “A Comprehensive Review Toward the State-of-the-Art in Failure and Lifetime Predictions of Power Electronic Devices,” IEEE Trans. On Pow. Elect. vol.34, no.5, pp. 4729- 4746May2019.
[5] B. Mirafzal “Survey of Fault-Tolerance Techniques for Three-Phase Voltage Source Inverters,” IEEE Trans. on Ind. Elec. Vol.61, no.10, pp. 5192-5202, Oct.2014.
[6] F. Richardeau, P. Baudesson, T. A. Meynard “Failures-Tolerance and Remedial Strategies of a PWM Multicell Inverter,” IEEE Trans. Power Elec., vol. 17, no. 6, pp 905-912, Nov.2002.
[7] A. Fayyaz, G. Romano, J. Urresti, M. Riccio, A. Castellazzi, A. Irace, and N. Wright, “A Comprehensive Study on the Avalanche Breakdown Robustness of Silicon Carbide Power MOSFETs”, Energies, vol. 10, no. 4, pp. 452-466, 2017.
[8] M. D. Kelley, B. N. Pushpakaran and Stephen B. Bayne “Single-Pulse Avalanche Mode Robustness of Commercial 1200 V/80 mΩ SiC MOSFETs,” IEEE Trans. On Pow. Elec. Vol. 32, no.8, pp. 6405-6415, Aug. 2017.
[9] I. Dchar, M. Zolkos, C. Buttay, H. Morel “Robustness of SiC MOSFET under Avalanche Conditions”, 2017 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC)
[10] N. Ren, H. Hu, K. L. Wang, Z. Zuo, R. Li, K. Sheng “Investigation on Single Pulse Avalanche Failure of 900V SiC MOSFETs” Int. Symp. On Power Semic. Dev. & ICs, May 13-17, 2018.
[11] J. Wei, S. Liu, S. Li, J. Fang, T. Li, and W. Sun “Comprehensive Investigations on Degradations of Dynamic Characteristics for SiC Power MOSFETs under Repetitive Avalanche Shocks,” IEEE Trans. on Power Elec. Vol.: 34, no: 3, pp. 2748– 2757, March 2019
[12] J. Hu, O. Alatise, J. Angel Ortiz Gonzalez, R. Bonyadi, P. Alexakis, L. Ran and P. Mawby “Robustness and Balancing of Parallel-Connected Power Devices: SiC Versus CoolMOS,” IEEE Trans. On Ind. Elec. Vol. 63, no.4, pp.2092-2102 April 2016.
[13] M. Nawaz “Evaluation of SiC MOSFET power modules under unclamped inductive switching test environment”, Journal of Microelec. Reliability, vol. 63, pp. 97-103, 2016.
[14] H. Chen, D. Divan “High Speed Switching Issues of High Power Rated Silicon-Carbide Devices and the Mitigation Methods” 2015 ECCE, pp.2254-2260.
[15] M. Pulvirenti, L. Salvo, G. Scelba, A.G. Sciacca, M. Nania, G. Scarcella, M. Cacciato, “Characterization and Modeling of SiC MOSFETs Turn On in a Half Bridge Converter”2019 IEEE En. Conv. Cong. and Expo. (ECCE2019).
[16] M. Pulvirenti, G. Monotoro, M. Nania, R. Scollo, G. Scelba, M. Cacciato, G. Scarcella, L. Salvo “Analysis of Transient Gate-Source OverVoltages in Silicon Carbide MOSFET Power Devices” 2018 IEEE En. Conv. Cong. and Expo. (ECCE2018).
[17] J. Mari, F. Carastro, M.-J. Kell, P. Losee, T. Zoels “Diode snappiness from a user’s perspective” 2015, 17th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE''''''''15 ECCE-Europe).
[18] R. Wu, F. Blaabjerg, H. Wang, M. Liserre, “Overview of catastrophic failures of freewheeling diodes in power electronic circuits”, Microelectronics Reliability, vol. 53, no.9-11, 2013, pp.:1788-1792.
[19] Y. Shi, R. Xie, L. Wang, Y. Shi, and H. Li, “Switching Characterization and Short-Circuit Protection of 1200V SiC MOSFET T-Type Module in PV Inverter Application”, IEEE Trans. on Ind. Electron., to be published.
[20] R. Katebi, J.He, N. Weise “An Advanced Three-Level Active Neutral-Point-Clamped Converter With Improved Fault-Tolerant Capabilities,” IEEE Trans. On Power Elect., vol. 33, no.8, pp. 6897-6909, Aug. 2018.
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