【導讀】用于光電二極管、壓電以及其他儀器儀表應用的低噪聲放大器所要求的電路參數一般是：極高的輸入阻抗、低1/f噪聲或亞皮安偏置電流等，而提供的集成產品無法滿足這些要求。本文討論使用分立元器件設計低噪聲放大器的要求與挑戰，并重點探討了折合到輸入的噪聲以及失調電壓調節。
高輸入增益拓撲的限制
典型分立式放大器如圖1所示，在高速運算放大器前使用匹配JFET器件實現的差分放大器，提供高輸入阻抗和一定的初始增益。系統噪聲主要由輸入級產生，因此無需使用低噪聲運算放大器。
圖1. 高速、低噪聲儀表放大器
不過，將輸出穩定在低增益和高頻率有一定難度。添加RC補償網絡、CC和RC后，即可實現穩定性，但這些元器件的最優值隨增益而改變，增加了整體設計的復雜性。另外，大信號響應對于某些應用而言也過于緩慢。
圖2所示電路在單位增益處可獲得相應的噪聲性能，無需進行補償。速度主要由運算放大器確定。該電路由三個主要部分組成：輸出運算放大器、FET輸入緩沖器以及對FET進行偏置的電流源。
圖2. 單位增益穩定版本的放大器
輸入級的單位增益配置對運算放大器的噪聲性能有嚴格要求。在圖1所示電路中，輸入FET增益有限，從而減少了跟隨級的噪聲影響。在單位增益配置中，輸入緩沖器和運算放大器的總噪聲分離，因此需要使用低噪聲運算放大器。
輸入級電流源
如果部署不當，則用于偏置FET輸入緩沖器的電流源會對總系統噪聲產生極大的影響。最大程度降低偏置噪聲影響的一種方法，是在簡單電流鏡中添加衰減電阻，如圖3所示。
圖3. 帶衰減的電流鏡
流過晶體管 Q0 的電流鏡像至晶體管 Q1 和 Q2。噪聲源包括1/f以及晶體管的散粒噪聲。增加衰減電阻可降低散粒噪聲（系數為1 + gmRDEGENgmRDEGEN），但對1/f噪聲不起作用。該噪聲源以基極和發射極之間的電流建模，無法通過增加RDEGEN而得到改善。若要同時減少兩種噪聲源，就需要使用不同的電流源架構。
圖4. 采用分流電阻的電流鏡
修改后的電流鏡如圖4所示。該電流源所需的晶體管數目較少，允許使用雙通道晶體管對代替四通道封裝，同時降低尺寸和成本。噪聲性能的提升極為明顯，因為同時消除了散粒噪聲和1/f噪聲。晶體管Q0 電流鏡像至晶體管 Q1。該電流通過一對電阻在集電極處分割，因此1/f和散粒噪聲將會均分。由于噪聲源來自同一個晶體管，因此它們是相干的。輸出差分信號，因此噪聲被消除，如圖5所示。
圖5. 顯示噪聲消除的電流源理想示意圖
依然可以衰減電流鏡晶體管，以便改善電流匹配和輸出阻抗。電流由RDEGEN上的壓降確定，因此晶體管匹配不如未衰減時來得重要。它允許使用幾乎所有的匹配對，但集電極電容必須較低，以保持穩定性。兩種方案的差分輸入電容保持不變，因為兩個輸入器件的源間耦合主要由放大器的低差分輸入阻抗決定。
出于測試目的，確定偏置電流的基準電壓由連接 VCC的電阻設置。因此，如果VCC 發生改變，電路將比較容易產生性能問題。在實際方案中，應使用齊納、帶隙或IC基準電壓源 代替電阻。
運算放大器
運算放大器確定整個放大器的速度、噪聲、輸出性能和失真，因此必須根據應用而選擇。表1顯示合適運算放大器的典型值。
表1. 相關運算放大器特性
ADA4897是大部分高速檢測應用的優秀備選器件，這類應用要求具備低噪聲性能。對于高電壓應用，ADA4898也能勝任。該器件可采用±18 V電源供電，保持低噪聲的同時僅消耗8 mA電源電流。兩個放大器都采用復合設計，壓擺率超過50 V/μs。
輸入FET
輸入FET確定放大器的輸入特性。若要達到最佳性能，則要求FET具有良好的匹配、低噪聲以及低輸入偏置電流等特性。更重要的是，這些JFET可確定輸入失調電壓，因此它們必須良好匹配。對于LSK389而言，最大 ΔVGS為20 mV，這與 VOS為 20 mV相當。后文將討論降低這一相對較高失調電壓的技巧。
表2. 相關JFET特性
放大器性能
下文示例中的放大器采用nJFETLSK389A、晶體管PMP4201以及運算放大器ADA4897實現。評估板如圖6所示。
圖6. 放大器評估板，包含數字電位計連接
該放大器方案最明顯的誤差源是高輸入失調電壓。此失調電壓大部分由輸入FET的失配所造成，可高達10 mV。（LSK389數據手冊聲稱失配可高達20 mV，但測試中從未看到如此高的數字）。增益為100時，輸出失調為1 V，此時放大器基本無用。在該放大器可用作前置放大器之前，需調節高輸入失調電壓。采用數字電位計AD5292可完成這一調節。本文介紹基于電位計位置進行失調調節的兩種方法。
輸入失調電壓
放大器測試版本的輸入失調電壓在1 mV至10 mV范圍內變動。輸入JFET的失配是造成這一失調的主要原因。LSK389數據手冊顯示IDSS 的變化量可達10%之多，從而影響到器件的VGS，并引入失調電壓。幸運的是，失調源于流過JFET的偏置電流不相等，因此提供這些電流的電流源可加以調節，補償該誤差。獲得零失調電壓的一種方法如圖7所示。
圖7. 使用電位計消除輸入失調電壓
數字電位計（如AD5141或AD5292）可用于調節流過輸入器件的電流。表3顯示這些器件的關鍵參數，這些器件包括通過SPI接口進行控制的三端電位計，可準確地放置游標，用于精確控制電阻。
表3. 數字電位計規格
不幸的是，這些數字電位計的端點處具有高寄生電容（最高達85 pF），高頻時會造成穩定性和振鈴問題。圖8顯示帶與不帶該電位計的放大器步進響應。
圖8. 放大器步進響應 a) 帶電位計 b) 不帶電位計 （用于提供失調調節）
85 pF寄生電容連接輸入FET的源端與地，高頻時產生極大的振鈴與不穩定。一種替代的偏置設置如圖9所示。該設置可降低輸入失調電壓，同時保持高頻下的低噪聲和穩定性。
圖9. 使用電位計消除輸入失調電壓的替代方法
在上述兩種偏置方法中，數字電位計用于調節流過每個FET的電流，直到它們的柵極至源極電壓匹配，且輸入失調電壓達到最小值。然而，圖9所示的偏置方案可確保電位計的高寄生電容不會產生高頻不穩定性和振鈴。它將圖3和圖4中兩個不同的電流鏡配置相結合來實現。 Q0/Q1 電流鏡將其集電極電流分離，作為流入FET的主要電流，從而使偏置晶體管幾乎不產生噪聲。Q0/Q2/Q3 形成更為傳統，但噪聲更大的電流鏡。這些信號經衰減后僅消耗總FET偏置電流的1%到2%（約30 μA）。它不足以引入大量噪聲，但可提供足夠的調節信號，輕松調節10 mV失調電壓。更重要的是，它可確保電位計的寄生電容不影響輸出。由于存在RS 分路器，使噪聲保持在較低水平，因此可根據 Q2/Q3的衰減情況可靠調節失調，并且任何電位計寄生效應均不影響輸出。圖10顯示電流鏡調節后的步進響應。
圖10. 放大器在電流鏡處調節后的步進響應
數字電位計提供調節失調電壓的簡便方法，允許在寬工作溫度和電壓范圍內最大程度降低失調電壓。AD5292集成20次可編程存儲器，允許調節失調電壓后永久儲存游標位置。本電路使用AD5292評估板連接板外失調調節電位計。對于更為緊湊的設計，可在板上集成數字電位計，并通過其片內串行接口引腳進行編程。
使用這種方法，通過AD5292 20 kΩ電位計可成功將LSK389/ ADA4897放大器的輸入失調電壓降低至數微伏。
失調漂移
放大器未經過調節時，失調電壓溫度系數（或輸入失調電壓隨溫度上升而增加的比例）約為4 μV/°C。加入AD5292可將該數值提升至大約25 μV/°C。該結果如圖11所示。
圖11. 輸入失調電壓與溫 度的函數關系
雖然漂移的變化幅度巨大，但放大器的動態范圍依然有明顯的改進。考慮增益為100且溫度為85°C時，未經調節放大器的5 mV失調情況；此時，輸出失調為：
若相同工作條件下的失調調節為5 μV，則輸出失調為：
因此，動態范圍改善300 mV以上。它同樣可提供現場校準和系統級漂移校準，并且該調節技術可進一步改善精度性能。
噪聲
圖12. 經不同方式調節后，折合到輸入的噪聲電壓
圖12顯示不同放大器配置下的噪聲密度。該放大器具有2 nV/√Hz的寬帶噪聲密度，電源電流為8 mA，性能相比現有集成式產品有所改善。10 Hz時，未經調節的1/f噪聲為4 nV/√Hz；而1 Hz時為16 nV/√Hz。請注意，傳統電流鏡（紅色曲線）的1/f和寬帶噪聲都要高出1.5至2倍，而調節后的總噪聲幾乎保持不變，如其他三根曲線所示。
小信號傳遞函數
圖13和圖14顯示不同增益與調節設置下的頻率響應。請注意，經過 RS 調節的放大器不穩定，且未調節情況下的頻率響應與電流鏡調節后的頻率響應相同。
圖13. 不同增益下的未調節放大器帶寬
圖14. 電位計處于不同位置時的單位增益帶寬
輸入偏置電流
使用增益配置和檢測電阻測量輸入偏置電流。圖4顯示不同器件、電壓和溫度情況下的典型范圍。
圖4. 輸入偏置電流值
結論
隨著越來越多的應用要求使用具有高輸入阻抗、低噪聲和最小失調電壓的專業運算放大器，使用分立式器件針對特定應用設計電路也變得越來越重要。本文敘述僅使用4個分立式器件，且具有可調輸入失調電壓功能的高速、低噪聲放大器。文章討論了每一級的設計考慮因素，并重點介紹了放大器的噪聲性能，以及消除散粒噪聲和1/f噪聲的多種方法。采用運算放大器ADA4897和LSK389 JFET，設計并測試支持單位增益的放大器，該放大器折合到輸入的噪聲為2 nV/√Hz，且電源電流僅為8 mA。10 mV范圍內的高輸入失調電壓通過AD5292數字電位計進行數字調節。本文還討論了替代器件，以便適用于不同的應用與環境。
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