【導讀】傳統收發器設計中，50 Ω單端接口廣泛用于射頻和中頻電路。當電路進行互連時，應全部具有匹配的50 Ω輸出和輸入阻抗。然而在現代收發器設計中，差分接口常用在中頻電路中以獲得更好的性能，但實際設計過程中，工程師需要處理幾個常見問題，包括阻抗匹配、共模電壓匹配以及復雜的增益計算。了解發射機和接收機中的差分電路對優化增益匹配和系統性能很有幫助。
差分接口優勢
差分接口有三大主要優勢。首先，差分接口可抑制外部干擾和接地噪聲。其次，它可以抑制偶次階輸出失真。這對于零中頻(ZIF)接收機非常重要，因為出現在低頻信號中的偶次階成分無法濾除。第三，輸出電壓可達到單端輸出的兩倍，從而將給定電源上的輸出線性度提高6 dB。
本文論述三種情況下的接口解決方案：ZIF接收機、超外差式接收機和發射機。這三種架構廣泛用于射頻拉遠單元(RRU)、數字直放站和其他無線測試儀器中。
ZIF接收機接口設計和增益計算
在零中頻(ZIF)接收機設計中，IF信號是復信號，直流和低頻率信號來提供有用信息。典型解調器在驅動200 Ω至450 Ω負載時可提供最佳性能，同時ADC驅動器的輸入阻抗一般并非50 Ω，因此設計系統時采用直流耦合很重要也很困難。
圖1顯示了一個ZIF接收機配置，它使用兩個低噪聲放大器(LNA) ADL5523一個400MHz至6000MHz正交I/Q解調器ADL5380 一個作為本振(LO)的寬帶頻率合成器ADF4350以及一個雙通道數字可編程可變增益放大器(VGA)AD8366 表1顯示了相關ADL5380接口和增益參數。
圖1. ZIF接收機框圖
表1.ADL5380接口和增益參數
與具有217 Ω差分輸入阻抗的AD8366接口時，ADL5380具有5.9 dB電壓增益和–0.5 dB功率增益[5.9 dB – 10log (217/50)]。為獲得最佳性能，將ADL5380 ADJ引腳連接至VS，使ADL5380與AD8366間的共模電壓設置為2.5 V。在ADL5380與AD8366間放置具有0.5 dB插入損耗的差分四階巴特沃茲低通濾波器，以便抑制噪聲和高頻干擾成分。雖然濾波器會輸入和輸出阻抗并不匹配，但在基帶頻率下這些不匹配是可以忽略的。
表2.AD8366接口和增益參數
AD8366的共模輸出電壓可設置為2.5 V；當VCM保持浮空時其線性度最佳。遺憾的是，AD6642在0.9 V共模輸入電壓(0.5 × AVDD)下具有最佳性能。由于AD8366的共模輸出電壓必須介于1.6 V與3 V之間，因此AD6642 VCM和AD8366 VCM引腳無法直接連接，必須使用電阻將AD8366共模輸出電壓分壓至0.9 V。
為獲得最佳性能，AD8366應驅動200Ω載。要實現所需的共模電平和阻抗匹配，可在AD8366后添加63 Ω串聯電阻和39 Ω并聯電阻。這一電阻網絡將使信號功率衰減4 dB。
AD8366的輸出擺幅可達6 V p-p，但電阻網絡提供的4 dB衰減使AD6642得到的電壓限于2.3 V p-p，避免了較大干擾尖峰或增益的失控對ADC帶來損害。
在AD8366與AD6642間放置具有1.5 dB插入損耗的差分六階巴特沃茲低通濾波器，可以濾除高頻干擾成分。I或者Q通道的完整差分接口如圖2所示。
圖2.ZIF接收機接口框圖和仿真濾波器特性
為保留足夠的余量來應付整個溫度范圍內的增益變化，AD8366在正常模式下的增益設置為16 dB。
采用這種配置，整個信號鏈的增益如下：
5.9 dB – 10log (217/50) – 0.5 dB + 16 dB – 10log (200/217) – 1.5 dB – 4 dB= 9.9 dB.
在ADL5380之前以級聯方式插入的兩個LNA實現了32 dB的射頻增益。由于模數轉換器被配置為2 V p-p滿幅擺幅和78 Ω等效輸入阻抗，它可以接收最大–34 dBm的單音RF輸入信號。如果輸入信號是具有10 dB峰均比(PAR)的調制信號，在不改變VGA設置情況下，接收機可以接收的最大輸入信號為－41dBm。
換言之，電壓增益可用于計算信號鏈鏈路預算。當輸入端口阻抗等于輸出端口阻抗時，電壓增益等于功率增益。整個信號鏈的電壓增益為：
32 dB + 5.9 dB – 0.5 dB + 16 dB – 1.5 dB – 8 dB = 43.9 dB.
對于單音信號輸入，要獲得2 V p-p擺幅范圍，正確的輸入功率為：
8 dBm – 43.9 dB + 10log (78/50) = –34 dBm.
用電壓增益計算的結果與功率增益計算出結果是相同的。
某些應用中，ADL5380可能需要直接連接至AD6642，這種情況下，可為AD6642差分輸入添加500 Ω電阻以改善匹配。ADL5380電壓增益為6.9 dB，且具有與AD8366相同的共模問題。所以應使用160 Ω串聯電阻和100 Ω并聯電阻來實現500 Ω負載和所需的共模電壓。同樣，電阻網絡可將電壓增益衰減8 dB（功率則衰減4 dB）。
在ADL5380與AD6642間放置具有1.5 dB插入損耗的低通濾波器，從而濾除干擾頻率成分。整個鏈路的輸入阻抗為50 Ω，輸出阻抗為500 Ω。采用這種配置，整個信號鏈的增益如下：
6.9 dB – 10log (500/50) – 1.5 dB – 4 dB = –8.6 dB.
超外差式接收機接口設計和增益計算
超外差式接收機設計中，系統使用交流耦合，因此設計超外差接收機電路時不必考慮直流共模電壓匹配。
許多混頻器，例如ADL535x和ADL580x，具有200 Ω的差分輸出阻抗，因此不同輸出阻抗呈現不同功率增益和電壓增益。
圖3顯示了超外差式接收機的一個通道，該器件采用以下元件：低噪聲放大器ADL5523 具有LO緩沖器、IF放大器和RF巴倫的雙通道平衡混頻器ADL5356 帶通或者低通濾波器；雙通道、超低失真IF VGAAD8376 另一個低通或者帶通抗混疊濾波器；雙通道IF接收機AD6642
圖3.超外差式接收機框圖（僅顯示一個通道）
該設計使用140MHz 中頻和20MHz帶寬，因此器件連接時可采用交流耦合。
AD5356在200 Ω負載下具有最佳性能，而AD8376的輸入阻抗為150 Ω。因此，為了抑制混頻器輸出雜散并提供良好的阻抗匹配，差分LC濾波器必須具有200 Ω的輸入阻抗和150 Ω的輸出阻抗。在某些應用中，需要通過過渡帶極窄濾波器抑制頻帶外信號，可使用差分SAW濾波器來實現，但這會給接收機信號鏈引入過大的損耗和群延遲。四階差分帶通巴特沃茲濾波器可適合許多無線接收機，因為前端RF濾波器可以為帶外干擾提供足夠的衰減。
表3. ADL5356和AD8376接口和增益參數
AD8376的電流輸出型電路具有高輸出阻抗，因此其差分輸出需要接150 Ω電阻實現電壓輸出。另一個差分濾波器放置在AD8376和ADC之間，用于衰減二階和三階諧波失真成分，因此該150 Ω負載可以被分成兩部分。首先將300 Ω電阻安裝于AD8376的輸出端。另一個300 Ω電阻由兩個165 Ω電阻和ADC的3 kΩ輸入阻抗構成。兩個165 Ω電阻同時為ADC輸入提供直流共模電壓。LC濾波器的輸入和輸出阻抗均為300 Ω。對于高中頻應用，信號源和負載的阻抗的完美匹配是非常重要的。完整接口如圖4所示。
圖4.超外差式接收機接口框圖和濾波器仿真結果
此接收機中，混頻器之前放置一個20 dB LNA。混頻器之后的濾波器具有2 dB插入損耗；AD8376與ADC之間的濾波器具有1.2 dB插入損耗。AD8376增益設置為14 dB，以便提供足夠的余量來應對溫度變化。接收機的總體增益為：
20 dB + 8.2 dB – 2 dB + 14 dB – 1.2 dB = 39 dB.
為將ADC輸入電壓限制在2 V p-p以下，傳輸到150 Ω電阻(300 Ω || (165 Ω × 2) || 3 k Ω)的功率應小于5.2 dBm。因此對于單音信號，接收機最大輸入功率為–33.8 dBm。如果輸入信號是10 dB PAR調制信號，使用此增益設置的最大輸入信號為–40.8 dBm。
發射機接口設計和增益計算
對于發射通道設計，ZIF和超外差式架構具有相似的接口特性，均需要在TxDAC® 與調制器間執行直流耦合。大多數調制器的中頻輸入電路需要外部提供直流偏置；TxDAC輸出可為直流耦合模式下的調制器提供直流偏置。大多數高速DAC是電流輸出架構，因此需要外輸出電阻才能為調制器產生輸入電壓。
圖5顯示了超外差式或ZIF發射機，該器件采用以下元件：TxDACAD9122 ,低通濾波器、正交調制器ADL537x另一個RF濾波器、頻率合成器ADF4350數字控制VGAADL5243, 功率放大器、用于控制功率放大器(PA)柵極電壓的DACAD562x.
圖5.發射機框圖
對于AD9122，滿量程輸出電流可設置在8.66 mA與31.66 mA之間。對于大于20 mA的滿量程電流，無雜散動態范圍(SFDR)會變差，但DAC的輸出功率和ACPR也隨著滿量程電流降低而減小。適當折衷的方案是將20 mA交流電流疊加于10 mA直流電平上，得到0 mA至20 mA的電流輸出。
表4.AD9122和ADL5372接口和增益參數
ADL5372的輸入電路需要0.5 V共模電壓，由流經50 Ω電阻的10 mA直流電流提供。0 mA至20 mA交流電流由兩個50 Ω電阻和一個100 Ω電阻共享。因此調制器輸入的交流電壓為20 mA × ((50 × 2) || 100) = 1 V p-p。TxDAC與調制器之間的濾波器用于去除高頻雜散和諧波成分。濾波器的輸入和輸出阻抗為100 Ω。完整接口如圖6所示。
圖6.直流耦合發射機IF接口框圖和濾波器仿真結果
采用50 Ω輸出時，ADL5372的電壓轉換增益為0.2 dBm。使用13 dB PAR調制器信號時，平均功率必須至少減小15 dB，以便適應Tx數字預失真過程。ADL5372具有1 V p-p單音輸入時，平均調制器輸出功率為7.1 dBm – 2.9 dB = 4.2 dBm。如果考慮低通濾波器的2.2 dB插入損耗，平均輸出功率為4.2 dBm – 2.2 dB = 2 dBm。這種狀態下，調制器輸出端平均輸出功率為-10dBm。
為了保證發射鏈路提供11 dBm平均發射功率，Tx信號鏈內后端需要具有26 dBm 的P-1dB的PA驅動器。如果需要2 dB插入損耗的RF濾波器以抑制LO饋通和調制器邊帶輸出，那么增益模塊和PA驅動器必須提供23 dB的總增益。針對此應用，建議使用具有集成式增益模塊、數字控制衰減器和PA驅動器的VGA ADL5243。
結束語
本文介紹了ZIF和超外差式接收機解調器、IF VGA、混頻器和ADC模擬端口差分設計，以及TxDAC與FMOD之間的發射機差分接口，其中均使用ADI器件作為信號鏈有源部分。另外還提供了設計用于這些電路的應用濾波器的增益計算和仿真結果。本振差分接口設計以及其他相關設計詳情請參閱以下參考文獻。
參考電路
Circuit Note CN-0018, Interfacing the ADL5372 I/Q Modulator to the AD9779A Dual-Channel, 1 GSPS High-Speed DAC.
Circuit Note CN-0134, Broadband Low Error Vector Magnitude (EVM) Direct Conversion Transmitter.
Calvo, Carlos. “The differential-signal advantage for communications system design.” EE Times.
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