【導讀】有源和無源元件的選擇對電源總體性能影響巨大。效率、產生的熱量、物理尺寸、輸出功率和成本都會在某種程度上依賴于所選的外部元件。本文描述了在一個典型SMPS設計中，對于下列外部無源和有源器件設計人員需要知道的最重要的規格。這些器件包括：電阻、電容、電感、二極管和MOSFET。
對于效率至關重要的多供電軌應用，開關模式電源(SMPS)已成為事實上的標準。在要求長電池續航時間的電池供電和便攜式應用中尤其如此。電源鏈設計有多種方式。可以使用降壓轉換器、升壓轉換器、降壓/升壓轉換器以及其他幾種拓撲結構。這些結構的共同點是需要表現出色的外部有源和無源元件才能使系統以最佳狀態工作。
某些電源IC解決方案可能只需要三個外部元件，如 ADP2108降壓調節器。因為它內置電源開關，所以這種開關模式穩壓器只需要三個外部元件：一個輸入電容、一個輸出電容和一個電感。外部元件的上限幾乎是無限的，具體取決于拓撲結構和電源要求。面對設計中的成本、性能和系統可靠性問題，設計人員必須知道哪些參數最為重要，以便選擇合適的元件。
電阻
電阻人人都懂，其對SMPS的影響相當有限。然而，在反饋、補償和電流檢測等使用它的場合，必須了解其潛在影響。
使用可調穩壓器時，一般會使用外部電阻分壓器網絡來對輸出電壓分壓，以向穩壓器提供反饋。在這里，電阻容差和電阻溫度系數都會產生影響。新式FPGA和處理器的內核電壓更低，因而對電源電壓容差的要求更嚴格。對于1 V 內核電壓的FPGA，5%容差只有50 mV。
圖1顯示了電阻容差和電阻溫度系數如何對最終設計產生重大影響。
圖1.
ADP2301降壓調節器有一個0.8 V基準電壓源。輸出電壓為：
如果將電路的增益定義為
設計輸出電壓1 V，選擇R2 = 10 kΩ，計算得出R1 = 2.5 kΩ電路的增益為：
如果使用5%容差電阻并考慮最差情況，則增益為：
對輸出電壓而言，這相當于±2%的容差。在要求電源電壓容差為5%的系統中，上述容差已消耗掉較大一部分誤差預算。
同樣的設計如果使用1%容差電阻，則僅有±0.4%的誤差。
電阻溫度系數也會引起系統誤差。如果R1的額定溫度系數為+100 ppm/°C，R2為–100 ppm/°C，則溫度升高100°C將引起額外的0.4%誤差。由于這些原因，建議使用1％容差或更好的電阻。溫度系數低至10 ppm/°C的電阻很容易購得，但會提高系統成本。
電容
電容在SMPS設計中有多種作用：儲能、濾波、補償、軟啟動編程等。像所有實際器件一樣，電容有寄生效應，設計人員必須注意。就SMPS儲能和濾波而言，兩個最重要的寄生效應是有效串聯電阻(ESR)和有效串聯電感(ESL)。圖2所示為簡化的實際電容圖。
圖2.
理想電容的阻抗會隨著頻率提高而單調下降。圖3顯示了兩個不同100μF電容的阻抗與頻率的關系。一個是鋁電解型，另一個是多層陶瓷電容。在較低頻率時，阻抗隨著頻率提高而單調下降，符合預期。然而，由于存在ESR，在某一頻率時，此阻抗會達到最小值。當頻率繼續提高時，電容開始表現得像一個電感，阻抗也會隨之提高。阻抗與頻率的關系曲線稱為“浴盆”曲線，所有實際電容都有類似行為。
圖3.
圖4展示了降壓轉換器設計中的電容功能。輸入電容會看到較大的非連續紋波電流。此電容需要能承受高紋波電流(低ESR)并具有低電感(ESL)，如果輸入電容ESR過高，電容內將產生I*R功耗。這會降低轉換器效率，并且有可能使電容過熱。輸入電流的非連續性質還會與ESL相互作用，引起輸入上的電壓尖峰。這會給系統帶來干擾噪聲。降壓轉換器中的輸出電容會看到連續的紋波電流，這種電流一般很低。為實現最佳的效率和負載瞬態響應，ESR應保持低值。
圖4.
圖5展示了升壓轉換器中的去耦電容功能。輸入電容會看到連續的紋波電流。應選擇低ESR電容，使輸入上的電壓紋波最小。輸出電容會看到較大的非連續紋波電流。這里需要使用低ESR和低ESL的電容。
圖5.
在降壓/升壓轉換器中，輸入和輸出電容均會看到非連續紋波電流。這種拓撲結構需要使用低ESR和低ESL的電容。
多個電容并聯以獲得較大的電容也許是明智的。并聯情況下電容會增加，而ESR和ESL則會降低。讓兩個或更多電容并聯，便可獲得較大的電容和較低的電感與電阻。很多時候，只有利用這種辦法才能獲得所需的大電容值和低ESR，從而滿足設計要求。
使用ADI公司的ADIsimPower等在線設計工具會將這些權衡因素考慮進去，幫助您優化設計。
電容有多種類型可供選擇。鋁電解電容、鉭電容和多層陶瓷電容是三種最常見的類型。像大多數設計決策一樣，選擇合適的類型涉及一系列權衡因素。
鋁電解電容的容值大、成本低，在所有選擇中，其成本/F比最佳。鋁電解電容的主要缺點是ESR較高，可達數歐姆。務必使用開關型電容，因為其ESR和ESL比通用型要低。鋁電解電容還依賴于電解質，由于電解質會逐漸變干，因此電容壽命較短。
鉭電容使用鉭粉末作為電介質。與同等鋁電容相比，鉭電容能以更小的封裝提供更大的容值，不過成本較高。ESR通常在100 m? 范圍內，比鋁電容低。鉭電容不使用液態電解質，因而壽命比鋁電解型要長。由于這個原因，鉭電容在高可靠性應用中很受歡迎。鉭電容對浪涌電流敏感，有時需要串聯電阻來限制浪涌電流。務必不要超過制造商建議的浪涌電流額定值和電壓額定值。鉭電容失效時，可能會燒毀并冒煙。
多層陶瓷電容(MLCC)提供極低的ESR (<10 m?)和ESL (<1 nH)， 采用小型表貼封裝。MLCC的最大容值可達100 μF，不過當容值大于10 μF時，物理尺寸和成本會增加。請注意MLCC的電壓額定值及其結構中使用的電介質。實際容值會隨著施加的電壓而變化，這稱為電壓系數。依據所選的電介質，這種變化可能非常大。圖6顯示了三種不同電容的容值與施加電壓的關系。X7R型電介質性能最佳，大力推薦使用。由于電介質的壓電效應，陶瓷電容對PCB振動敏感，所產生的電壓噪聲可能會擾亂PLL等敏感模擬電路。在此類敏感應用中，不受振動影響的鉭電容可能是更好的選擇。
圖6.
電感
電感是磁性儲能元件，通常是將線圈纏繞在磁芯上構成。電流流過電感時，會在磁芯中感生一個磁場。該磁場就是儲能機制。由于電感中的電流無法立即改變，因此，當把一個電壓施加于電感時，電流會斜坡上升。圖7顯示了電感中的電流波形。
圖7.
開關閉合時，全部電壓(V)出現在電感上。電感中的電流以V/L的速率斜坡上升。開關斷開時，電流以同樣的速率斜坡下降，磁場消失，并產生一個大電壓。該磁場就是儲能機制。圖8給出了電感的簡化模型。
圖8.
除電感外，還有串聯電阻(DCR)和并聯電容。DCR主要是由線圈電阻引起的，對電感的功率損耗計算很重要。并聯電容與電感一起可能引起電感自諧振。自諧振頻率可以通過下式計算：
一個有效的經驗法則是，讓開關頻率始終比電感的自諧振頻率低10倍。在大多數設計中，這不是問題。
電感的功率損耗會引起電感溫度升高和效率降低。電感的功率損失主要有兩類，設計人員對這兩類均要了解。繞組電阻(DCR)損耗就是導線的I2× R損耗，也稱為銅損耗。電感功率損耗的另一個因素是所謂鐵芯損耗。鐵芯損耗是鐵芯內磁滯和渦電流的綜合效應。鐵芯損耗的計算要困難得多，可能連數據手冊上都不會提供，但會引起鐵芯功耗和溫度上升。ADI公司已從電感制造商處獲得鐵芯損耗信息，并將其納入在線設計工具 ADIsimPower中。這樣，設計人員就能獲得精確的鐵芯損耗信息，以及其對SMPS整體設計的影響。
圖9展示了降壓和升壓兩種電源設計中的電感功能。電感的主要作用是儲能，但也可用作濾波器。選擇電感值時，首先要確定期望的最大紋波電流。一個很好的出發點是：對降壓轉換器，使用直流負載電流的30%；對升壓轉換器，使用直流輸入電流的30%。這樣就可以利用圖9中的公式計算電感值。
圖9.
現成電感的容差可能高達±30%，計算時務必加以考慮。另外還要根據下式選擇電感：
其中Isat為電感的飽和電流。飽和電流是指電感感值降低某一百分比時流過的電流。此百分比隨制造商不同而異，范圍在10%到30%之間。選擇電感時，務必注意飽和電流隨溫度而變化，因為電感很可能要在高溫下工作。最差情況下，電感值降低10%一般是可接受的。使用大于必要值的電感會占用更多的PCB面積，并且成本通常更高。較高的開關頻率支持使用值較低的電感。
用于SMPS的電感主要有兩種鐵芯材料：鐵粉芯和鐵氧體。鐵粉芯的材料之間有氣隙，導致飽和曲線較平緩。因此，采用這種鐵芯材料的電感更適合需要大瞬時電流的應用。
鐵氧體磁芯電感會更快速地飽和，但成本和鐵芯損耗較低。
為電路選擇合適的電感值并不是簡單的計算，但多數設計可支持范圍相當寬的電感值。
低值電感的優勢有：
● 更低的DCR
● 更高的飽和電流
● 更高的di/dt
● 更快的開關頻率
● 更好的瞬態響應
高值電感的優勢有：
● 更低的紋波電流
● 更低的鐵芯損耗
● 電路開關中的電流有效值更低
● 滿足輸出紋波要求所需的電容更低
電感家族中一個相對較新的成員是多層芯片電感。這種芯片電感的物理尺寸非常小(0805)，支持超小型設計。電感值目前最高可達4.7 μH，因此，一般適合較高開關頻率的設計。小尺寸也限制了其電流處理能力(約1.5 A)，因此，不能用于較高功率的設計。與標準繞線電感相比，芯片電感成本更低、尺寸更小、DCR更低，設計人員可以酌情使用。
如果對屏蔽電感和無屏蔽電感進行對比，雖然屏蔽電感較昂貴且飽和電流較低(物理尺寸和電感值相同的情況下)，但它能大大降低EMI。為了幫助消除設計的EMI問題，使用屏蔽電感是值得的。開關頻率較高時尤其如此。
二極管
異步開關電源設計采用無源開關。該開關通常是一個二極管。然而，由于二極管的正向壓降，異步設計的輸出一般小于3 A，否則效率會大幅下降。
除最高電壓設計外，異步穩壓器建議使用肖特基二極管，其擊穿電壓最高可達100 V左右。與硅二極管相比，肖特基二極管的正向壓降較低，因而功耗顯著降低。
另外，其反向恢復時間為0，這也能消除二極管的開關損耗。
肖特基二極管還提供超低正向壓降版本。不過其擊穿電壓最高只有40 V左右，成本也略高，但可進一步降低二極管的功耗。
選擇二極管時，必須考慮正向壓降、擊穿電壓、平均正向電流和最大功耗。應選擇正向壓降盡可能低的器件，但務必使用數據手冊中與設計電流相關的正向壓降值。很多時候，隨著正向電流增加，正向壓降會大幅提高。正向壓降越高，器件功耗越大。這又會降低轉換器效率，并且有可能使二極管過熱。
二極管的正向電壓溫度系數為負值。這是一把雙刃劍。一方面，隨著二極管溫度升高，正向壓降會降低，因而器件的功耗會減小。然而，由于這一效應，不宜使用并聯二極管來分流，因為其中一個二極管往往會處于支配地位，得到并聯系統中的所有電流。
二極管的擊穿電壓額定值應高于系統電壓。正向電流額定值應大于電路中設計的電感電流有效值。當然，二極管必須能夠消散足夠的功率，避免過熱。所選器件的最大功耗額定值應大于設計要求。ADI公司的在線電源設計工具ADIsimPower有一個很大的二極管數據庫，致力于幫您選擇最適合特定應用的器件。
MOSFET
開關電源中的“開關”一般是MOSFET。超高電壓和電流設計可能會使用IGBT型晶體管。
MOSFET主要分為N溝道和P溝道兩大類，兩者各有千秋。
N溝道增強模式器件需要一個正柵極-源極電壓才能導通，導通電阻低于相同大小的P溝道器件，成本也更低。
P溝道器件需要一個負柵極-源極電壓才能導通，導通電阻較大，成本略高。
由于要求柵極-源極電壓為正，N溝道器件往往更難以驅動，因為可能需要將柵極驅動到系統主電源電壓以上。這通常是由一個簡單的自舉電路來處理，但會增加系統的成本和復雜性。最新的IC穩壓器包括自舉二極管，可降低成本和元件數。
P溝道器件則很容易驅動，無需附加電路。使用P溝道 MOSFET的缺點是成本和導通電阻較高。
選擇MOSFET時，必須注意一些關鍵性能參數：Rds、Vds、 Vgs、Cdss、Cgs、Cgd和Pmax(排名不分先后)。
Rds為驅動柵極時器件的導通電阻。在SMPS中，Rds越低越好。這樣可以降低器件的I2× R功耗并提高效率。MOSFET 的一個良好特性是Rds具有正溫度系數。這使得MOSFET非常適合并聯使用，因為并聯時，器件會均等地分享電流。
Vds表示MOSFET的擊穿電壓。應選擇大于系統電壓的擊穿電壓額定值。擊穿電壓越高通常意味著成本越高，因此不要使用額定值過大的器件。
Vgs指柵極-源極閾值電壓。這是使器件導通所需的電壓。
MOSFET器件存在最大電流額定值和最大功耗額定值，不得超過這些額定值。內部功耗主要有兩個來源：I2 × Rds和開關損耗。
當MOSFET(開關)導通時，功耗只有一個來源，即I2 × Rds損耗。開關關斷時，器件無功耗。但在轉換期間，器件會有功耗。轉換期間的功耗稱為開關損耗。
圖10所示為開關損耗曲線。它主要是柵極上的電容引起的，包括柵極-源極電容和柵極-漏極電容。要導通和關斷MOSFET，必須對這些電容充電和放電。注意圖10中的電壓和電流波形。導通期間，在一定時間內，器件上不僅存在電壓，而且還有電流流過。這會導致器件的V × I功耗。頻率越高，開關損耗越大。這是SMPS設計中諸多權衡因素之一。頻率越低，電感和電容越大，效率越高。頻率越高，電感和電容越小，但損耗較大。
圖10.
小結
設計SMPS時，輔助元件的選擇常常屈居于控制器或穩壓器IC之后，但有源和無源元件的選擇對電源總體性能影響巨大。效率、產生的熱量、物理尺寸、輸出功率和成本都會在某種程度上依賴于所選的外部元件。為了做出最佳選擇，需要仔細分析性能要求。使用ADI公司的ADIsimPower等集成設計工具可簡化這一過程。
ADIsimPower 允許用戶輸入設計條件，包括決定電路板空間、價格、效率或成本的優先順序。然后，它會執行所有必要的計算來分析設計，并推薦符合設計條件的元件。ADIsimPower有一個很大的元件數據庫，數據來自各家制造商。某些情況下，該工具甚至會使用制造商未公開的數據以便給出最精準的建議。
來源：亞德諾半導體
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