【導讀】在高頻電路設計中，經常會用到AC耦合電容，要么在芯片之間加兩顆直連，要么在芯片與連接器之間加兩顆。看似簡單，但一切都因為信號的高速而不同。信號的高速傳輸使這顆電容變得不“理想”，這顆電容沒有設計好，就可能會導致整個項目的失敗。因此，對高速電路而言，這顆AC耦合電容沒有優化好將是“致命”的。
正確理解AC耦合電容
在高頻電路設計中，經常會用到AC耦合電容，要么在芯片之間加兩顆直連，要么在芯片與連接器之間加兩顆。看似簡單，但一切都因為信號的高速而不同。信號的高速傳輸使這顆電容變得不“理想”，這顆電容沒有設計好，就可能會導致整個項目的失敗。因此，對高速電路而言，這顆AC耦合電容沒有優化好將是“致命”的。
下面筆者依據之前的項目經驗，盤點分析一下我在這顆電容的使用上遇到的一些問題。
最開始要先明白AC耦合電容的作用。一般來講，我們用AC耦合電容來提供直流偏壓，就是濾出信號的直流分量，使信號關于0軸對稱。既然是這個作用，那么這顆電容是不是可以放在通道的任何位置呢？這就是筆者最初做高頻電路時，在這顆電容使用上遇到的第一個問題——AC耦合電容到底該放在哪。
這里拿一個項目中常遇到的典型通路來分析。
圖1：AC耦合電容典型通路
在低速電路設計中，這顆電容可以等效成理想電容。而在高頻電路中，由于寄生電感的存在以及板材造成的阻抗不連續性，實際上這顆電容不能看作是理想電容。這里信號頻率2.5G，通道長度4000mil，AC耦合電容的位置分別在距離發送端和接收端200mil的位置。我們看一下仿真出的眼圖的變化。
圖2：AC耦合電容靠近發送端的眼圖
圖3：AC耦合電容靠近接收端的眼圖
顯然，這顆AC耦合電容靠近接收端的時候信號的完整性要好于放在發送端。我的理解是這樣的，非理想電容器阻抗不連續，信號經過通道衰減后反射的能量會小于直接反射的能量，所以絕大多數串行鏈路要求這顆AC耦合電容放在接收端。但也有例外，筆者之前做板對板連接時遇到過這個問題，查PCIE規范發現如果是兩個板通常放置在發送端上，此時還利用到了AC耦合電容的另外一個作用——過壓保護。比如說SATA，所以通常要求靠近連接器放置。
解決了放置的問題，另一個困擾大家的就是容值的選取了。這樣說，我們的整個串行鏈路等效出的電阻R是固定的，那么AC耦合電容C的選取將會關系到時間常數（RC），RC越大，過的直流分量越大，直流壓降越低。既然這樣，AC耦合電容可以無限增大嗎？顯然是不行的。
圖4：AC耦合電容增大后測量到的眼圖
同樣的位置，與圖3相比可以看出增大耦合電容后，眼高變低。原因是“高速”使電容變的不理想。感應電感會產生串聯諧振，容值越大，諧振頻率越低，AC耦合電容在低頻情況下呈感性，因此高頻分量衰減增大，眼高變小，上升沿變緩，相應的JITTER也會增大。
通常建議AC耦合電容在0.01uf~0.2uf之間，項目中0.1uf比較常見。推薦使用0402的封裝。
最后，解決了以上兩個問題，再從PCB設計上分析一下這顆電容的優化設計。實際在項目中，與AC耦合電容的位置、容值大小這些可見因素相比，更加難以捉摸的是板材本身（包括焊盤的精度、銅箔的均勻度等）以及焊盤處的寄生電容對信號完整性的影響。我們知道，高頻信號必須沿著有均勻特征阻抗的路徑傳播，如果遇到阻抗失配或者不連續的情況時，部分信號會被反射回發射端，造成信號的衰減，影響信號的完整性。項目中，這種情況通常會出現在焊盤或者是板載連接器處。筆者最初涉及的高速電路設計時，經常遇到這個問題。
解決這個問題要從兩個方面入手。首先在板材的選取上，我們在應用中通常選用高性能的ROGERS板材，羅杰斯的板材在銅箔厚度的控制上非常精確，均勻的銅箔覆蓋大大降低了阻抗的不連續性；然后在消除焊盤處的寄生電容上，業內常見的辦法是在焊盤處做隔層處理（挖空位于焊盤正下方的參考平面區域，在內層創建銅填充），通過增大焊盤與其參考平面（或者是返回路徑）之間的距離，減小電容的不連續性。在筆者的項目中多采用介質均勻、銅箔寬度控制精確的ROGERS板材也有效提高了焊盤的加工精度。
通過仿真對比一下ROGERS板材做精確隔層處理前后的信號完整性。
圖5：做隔層處理前的TDR
圖6：做隔層處理后的TDR
圖5圖6對比，發現未處理之前阻抗的跳躍很明顯，隔層處理后的阻抗改善很多，幾乎沒有任何階躍與不連續。
圖7：做隔層處理前的回波損耗
圖8：做隔層處理后的回波損耗
圖7圖8對比，在用ROGERS板材做隔層處理之后，相比未做隔層處理回波損耗下降到-30dB之內，大大降低了回波損耗，保證了信號傳輸的完整。
綜上，想要搞定高頻電路中這顆“致命”的AC耦合電容，不僅要做足電路設計上的功課，同時，選擇性能更好的高頻PCB板材料會讓你事半功倍。
匹配電路的電感選擇
對高頻電路而言，電路之間的電感匹配很重要。電感匹配是指在信號的傳輸線路上，讓發送端電路的輸出阻抗與接收端電路的輸入阻抗一致，匹配后，可以最大限度地把發送端的電力傳送到接收端。
匹配電路使用電容器和電感器，但是實際的電容器和電感器與理想的元件不同，有損耗。表示該損耗的有Q值。Q值越大，表示電容器和電感器的損耗就越小。
電感的Q值與高頻電路的損耗
匹配電路中使用的電感器的Q值的大小，對高頻電路的損耗也會產生影響。
為了確認此事，我們采用了村田的SAW濾波器 (通頻帶800MHz頻段) 和RF電感，在匹配電路中換裝Q值不同的RF電感，測量和比較了SAW濾波器的插入損耗。
圖9表示電路圖。此次的電路，雖說是匹配電路，但是只有一個RF電感器。
圖9: SAW濾波器與匹配電路
圖10表示此次進行了換裝的RF電感的Q值的頻率特性，表1表示結構、尺寸、Q值 (800MHz時的Typ.值)
圖10: RF電感的Q值比較 (均為7.5nH)
表1 RF電感的比較
※圖10的圖表是采用村田提供的設計輔助工具SimSurfing表示的。
換裝匹配電路的RF電感時的SAW濾波器的整體特性見圖11，通頻帶特性見圖12。
圖11: SAW濾波器的整體特性
圖12: SAW濾波器的通頻帶特性
從圖12的通頻帶特性來看，可以確認SAW濾波器的插入損耗因所使用的RF電感而異。高頻電路的這種水平的損耗越來越重要。
從此次的實驗結果可知，RF電感的Q值越大 (損耗越小) ，SAW濾波器的插入損耗就越小。也就是說，電感器損耗的大小就是包括匹配電路在內的SAW濾波器損耗的大小。
請注意，使用的高頻元件 (此次為SAW濾波器) 、匹配電路、頻段等不同，損耗也將各異。
電感的偏差與對匹配電路的影響
另外，實際的電感器的阻抗值為1.0nH、1.1nH、1.2nH之類的不連續值。進行匹配時，有時必須采用細致的常數步驟進行微調。同時，阻抗值的偏差 (標準離差) 會變成匹配的標準離差，為了滿足必要特性，有時需要偏差小的電感器。村田的電感器當中，薄膜型LQP系列最符合細致的常數步驟和偏差小的要求。
根據以上情況，有必要對SAW濾波器的整合回路RF電感的Q特性、偏差值、尺寸、成本等方面，進行比較討論之后做出選擇。在貼裝空間有剩余的情況下，Q值偏高的卷線電感LQW15/LQW04為最佳選擇。此外，貼裝空間有所限制的情況下，小尺寸0603、擁有較高Q值的LQP03HQ/LQP03TN_02為最佳選擇。
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